Виноград(Вектор_управ_АД)321стр

где ϕu – угловое положение вектора напряжения относительно фазы А сети.

На рис.15.2 показано разложение вектора тока сети I g на состав-

ляющие в системе координат (x,y), ориентированной по вектору напряжения сети.

B y

Ig

Рис.15.2. Разложение вектора тока I g на составляющие в осях x, y

Составляющие U g и ϕи вычисляются на основе измерения на-

пряжения сети. Уравнения выпрямителя в системе координат (x, y) примут вид

На рис.15.3 изображена структурная схема выпрямителя, постро-

енная по данным уравнениям. Здесь T = RL – постоянная времени входной цепи выпрямителя.

Рис.15.3. Структурная схема выпрямителя

Функциональная схема системы векторного управления рекуперативным выпрямителем представлена на рис.15.4. Система управления

реализована в синхронной ортогональной системе координат (x, y) , ориентированной по вектору напряжения сети, что позволяет раздельно управлять активной (I x ) и реактивной (I y ) составляющими векто-

ра входного тока выпрямителя I g . U g ,ωu представляют собой ам-

плитуду и угловую частоту напряжения сети.

Регулирование коэффициента мощности преобразователя осуществляется путем формирования определенного соотношения между заданными значениями активной и реактивной составляющих входного

тока (I xz , I yz ) . При I yz = 0 выпрямитель обменивается с сетью толь-

ко активной энергией.

Блок ориентации выполняет вычисление параметров сетевого напряжения U g ,ωu ,ϕu по результатам измерения мгновенных значе-

ний напряжений в фазах сети, а также осуществляет преобразование входных токов в координатную систему (x,y), ориентированную по вектору сетевого напряжения.

Блок компенсации перекрестных связей работает в соответствии с уравнениями

Преобразователь координат выполняет преобразование заданных напряжений выпрямителя из синхронной системы координат (x, y) в

трехфазную систему координат (A, B,C) по уравнениям

U az =U xz cos(ϕu ) −U yz sin(ϕu );

Ucz = −(Uaz +Ubz ).

Алгоритмы работы векторного модулятора аналогичны рассмотренным выше в разд. 7.2.

Синтез регуляторов системы векторного управления активным выпрямителем может быть выполнен на основе принципов подчиненного регулирования с учетом компенсации влияния перекрестных связей и возмущающих воздействий.

Структурная схема контура тока по оси x изображена на рис.15.5.

Рис.15.5. Структурная схема контура тока фазы x

Выполняя стандартную настройку контура на модульный оптимум, с учетом компенсации действия возмущающих факторов, получим ПИ-регулятор тока:

Kп – коэффициент передачи выпрямителя; Tп – постоянная времени выпрямителя, равна периоду модуляции; Tкт – малая некомпенсируемая постоянная времени контура тока.

304

Синтез процессов в контуре тока по оси y (рис.15.6) выполняется

аналогично. Структура и параметры регуляторов тока по осям x и y получаются одинаковыми.

Рис.15.6. Упрощенная структурная схема контура тока фазы y

Передаточные функции замкнутых контуров тока по осям x и y

принимают вид

Hктx ( p) = Hктy ( p) = 2Tкт2 p2 +12Tкт p +1 .

На рис.15.7 изображена структурная схема объекта управления с учетом выполненного синтеза процессов в контурах тока.

Ury

Рис.15.7. Структурная схема объекта управления

В целях исключения обмена реактивной энергией принимаем I yz = 0 . Заметим, что структурная схема объекта управления в конту-

ре регулирования напряжения является существенно нелинейной. Выполним ее линеаризацию с учетом следующих соотношений:

305

значение амплитуды напряжения сети).

В результате получим следующую структурную схему контура регулирования напряжения (рис.15.8).

Выполняя настройку контура на симметричный оптимум, получим ПИ - регулятор напряжения:

постоянная времени контура напряжения).

Передаточная функция замкнутого контура напряжения с ПИрегулятором

Для приведения передаточной функции к стандартному виду, соответствующему фильтру Баттерворта 3-го порядка, на вход контура регулирования напряжения включается фильтр 1-го порядка с передаточной функцией

16. Система управления вентильно-индукторным двигателем

Рассмотрим пример построения системы управления вентильноиндукторным двигателем [53,12]. Для электропривода с независимым

306

формированием фазных токов структурная схема системы управления ВИП представлена на рис.16.1. Варианты реализации схем силовой части такого привода рассмотрены в гл. 5 .

ПИ-регулятор скорости синтезирован согласно принципам подчиненного регулирования. Настройка на симметричный оптимум обеспечивается при следующих значениях коэффициентов пропорциональной и интегральной частей регулятора:

где ki , kω– коэффициенты датчиков тока (ДТ) и скорости; Cm – кон-

станта двигателя, представляющая собой среднее значение коэффициента пропорциональности между фазным током и электромагнитным

моментом; Tω – малая некомпенсируемая постоянная времени контура

скорости.

На выходе регулятора скорости формируется задание на максимальное значение тока фазы двигателя. Параметр регулятора OgrRω

ограничивает фазный ток на предельно допустимом уровне в динамических режимах работы привода и в режимах перегрузок.

Формирователь заданных токов на основе информации о максимальном значении заданного тока и угловом положении ротора формирует на своих выходах мгновенные значения токов задания для всех фаз двигателя. Алгоритм работы формирователя заданных токов включает в себя следующие операции:

-определение знака электромагнитного момента;

-расчет угла опережения тока относительно положения ротора (для работы ВИП на скорости выше номинальной);

-формирование желаемых зависимостей заданных токов фаз, в частности синусоидальных и трапециевидных с задаваемым относи-

тельным положением угловых точек трапеции.

Регулятор фазных токов включает в себя m идентичных релей-

ных трехуровневых регуляторов. Уровень 1 соответствует подключению к фазе напряжения +Ud , уровень 2 – подключению к фазе на-

пряжения −Ud , уровень 0 – замыканию фазы накоротко (подключе-

нию нулевого напряжения). Желаемое значение отклонений реальных фазных токов от токов задания устанавливается с помощью двух поро-

говых величин δ1 ,δ2 , определяющих два уровня гистерезиса характеристики «вход–выход» релейного регулятора. При работе на малой петле гистерезиса состояние фазы −Ud из работы исключается, что обеспечивает существенное уменьшение частоты переключений при

307

заданной величине токовой ошибки и, как следствие, снижение дополнительных потерь в системе «преобразователь – двигатель». В случае если собственная противоЭДС фазы при замыкании накоротко оказывается не в состоянии обеспечить необходимое направление движения токовой ошибки, то контур тока переходит на работу по большой пет-

ле гистерезиса, использующей состояние −Ud .

kω

Рис.16.1. Структурная схема системы управления ВИП

Формирователь импульсов управления формирует сигналы управления всеми 2m транзисторами IGBT-коммутатора, коммутирующего напряжение источника питания на обмотки индукторного двигателя.

Система управления 6-фазным ВИП с общей точкой (схему сило-

вой части см. рис.5.7,б) имеет ряд отличительных особенностей от рассмотренной выше системы управления m -фазным ВИП с независимым управлением фазами. Во-первых, это наличие дополнительных операций прямого и обратного преобразований координат от системы реальных (измеряемых датчиками) токов к системе токов проводящих

фаз (Iα , Iβ , Iγ ) , относительно которых выполняется синтез управ-

ляющих воздействий. Во-вторых, более сложные алгоритмы формирования управляющих воздействий, что определяется необходимостью одновременно учитывать состояния всех трех проводящих фаз и более широкими возможностями при выборе алгоритма коммутации силовых ключей. В-третьих, датчики тока могут устанавливаться не в каждую фазу, а по одному на пару фаз, относящихся к одной «стойке» силовой схемы, так как области проводимости фаз «стойки» не пересекаются. В-четвертых, число проводников, соединяющих преобразователь и двигатель при использовании в качестве датчика тока датчика Холла с окном для пропускания проводников с током, равно

308

m , а не 2m . Под «стойкой» силовой схемы 6-фазного ВИП понимается совокупность двух транзисторов, двух обратных диодов и двух коммутируемых ими обмоток двигателя, работающих в противофазе друг другу. Силовая схема (см. рис.5.7,б) имеет три «стойки», включающие в себя:

1)«стойку» α: VT1 ,VT4 ,VD1 ,VD4 , обмотки фаз 1, 4;

2)«стойку» β : VT3 ,VT6 ,VD3 ,VD6 , обмотки фаз 3, 6;

3)«стойку» γ: VT5 ,VT2 ,VD5 ,VD2 , обмотки фаз 5, 2.

С учетом допущения Iα + Iβ + Iγ = 0 общее количество датчи-

ков тока можно уменьшить до двух.

Рассмотрим более подробно алгоритм регулирования тока и формирования управляющих воздействий 6-фазного ВИП со средней точкой (рис.16.2). Входными сигналами алгоритма являются заданные и

реальные токи ИД в преобразованной системе координат (α, β,γ) и вектор номеров проводящих фаз Nc (Nc _ α , Nc _ β , Nc _ γ ) , компонен-

тами которого являются номера фаз, проводящих токи в «стойках» α, β,γ соответственно. Выходными сигналами алгоритма является 6-компонентный вектор состояния транзисторов преобразователя

SVT (SVT1 , SVT 2 , SVT 3 , SVT 4 , SVT 5 , SVT 6 ) .

Сигналы SVT1...SVT 6 принимают состояния логической единицы, если транзисторы включены, и логического нуля, если транзисторы выключены. Пороговые величины δ1 ,δ2 , как и ранее, определяют

уровень токовых ошибок в скользящем режиме слежения за заданным током и момент перехода с алгоритма управления, использующего нулевые векторы выходного напряжения, к алгоритму управления, использующему максимальный ресурс источника питания. Функция Odd возвращает логическую единицу при нечетном значении своего целочисленного аргумента.

Транзисторы каждой «стойки» преобразователя могут находиться в четырех различных состояниях, три из которых являются разрешенными при формировании алгоритма управления и одно – запрещенным. Состояние, когда оба транзистора «стойки» включены, запрещено исходя из критерия минимизации числа переключений преобразователя. Три разрешенных состояния транзисторов «стойки», а именно верхний – включен, нижний – выключен; верхний – выключен, нижний – включен; оба выключены, обеспечивают формирование всех ее состояний, необходимых для синтеза желаемого алгоритма управления. Таким образом, всего из 26=64 возможных состояний силовых

309

ключей 6-фазного ВИП при формировании алгоритма управления будем использовать 33=27 различных состояния, из которых 12 являются нулевыми, т.е. приводящими к нулевым межфазным напряжениям, а остальные – значащими с межфазными напряжениями, принимающи-

ми значения +Ud ,−Ud ,0 .

Вектор состояния

преобразователя

SVT

Рис.16.2. Алгоритм регулирования тока и формирования управляющих воздействий 6-фазного ВИП

310