Пилообразное напряжение часто получают от отдельного устройства – генератора пилообразного напряжения (гпн).

Частота напряжения пилообразной формы определяется RC цепочкой и обычно f_гпн = const, но, в случае необходимости, изменяя параметры RC можно устанавливать (регулировать) необходимую частоту.

Известно, что частота переключения коммутирующего устройства – транзисторы VT2, VT3 в ИСН с ШИМ постоянна (она задается ГПН). Под влиянием дестабилизирующих факторов изменяется напряжение на внешнем резисторе R9 и, соответственно, на выходе дифференциального усилителя U_упт, что приводит к изменению длительности открытого состояния транзисторов VT2, VT3 регулятора, а напряжение на выходе импульсного стабилизатора остается неизменным.

3.8. Стабилизаторы напряжения на микросхеме КР1156ЕУ5

Схема устройства микросхемы КР1156 ЕУ5 показана на рис. 58 [31].

Рис. 58

Запускающие импульсы, вырабатываемые генератором G, поступают на триггер Т, выходной сигнал которого, в свою очередь, управляет силовым ключом на транзисторах VT1 и VT2. Частота повторения импульсов меняется в зависимости от напряжения питания и нагрузки преобразователя, при этом её максимальное значение определяется ёмкостью внешнего конденсатора, подключаемого к выводу 3 микросхемы. Вход генератора I_рк (вывод 7) позволяет прервать выходной импульс, когда ток через силовой ключ превысит определённый порог.

Микросхема содержит также термокомпенсированный источник образцового напряжения 1,25 В и компаратор, запрещающий работу триггера и силового ключа при превышении выходным напряжением заданного значения.

Рис. 59

На рис. 59 приведена схема повышающего стабилизатора напряжения на микросхеме КР 1156 ЕУ 5 [31].

Он содержит входные и выходные фильтрующие конденсаторы С1, С3, накопительный дроссель L1, выпрямительный диод VD1, конденсатор С2, задающий частоту работы преобразователя, дроссель L2 для сглаживания пульсаций выходного напряжения, резисторы R1 – R4.

Резистор R1 служит датчиком тока через силовой ключ. Делитель напряжения R2R3 задаёт выходное напряжение. Он должен быть рассчитан таким образом, чтобы при номинальном выходном напряжении преобразователя на вход компаратора поступало напряжение 1,25 В относительно вывода 4 (Общ.) микросхемы.

Резистор R4 ограничивает коллекторный ток транзистора VT1, от которого степень насыщения силового ключа – транзистора VT2. Глубокое насыщение опасно тем, что во время вызванной им задержки размыкания ключа ток в дросселе, продолжая нарастать, может достигнуть недопустимого для элементов устройства значения. Для того чтобы время выхода транзистора VT2 из насыщения не превысило 2 мкс, ток его базы не должен быть более 1/10 максимального тока силового ключа. При расчёте номинала резистора R4 к необходимому значению тока добавляют ещё 7 мА, ответвляющихся в резистор r1 микросхемы.

Работает преобразователь достаточно традиционным для подобных устройств образом. В течение некоторого времени транзисторы VT1 и VT2 открыты импульсом генератора G микросхемы и ток через дроссель L1 нарастает по линейному закону. Как только падение напряжения на резисторе R1 достигнет 300 ± 50 мВ, выходной импульс генератора прерывается и переключает триггер Т. В результате транзисторы VT1 и VT2 закрываются. Накопленная в дросселе L1 энергия через диод VD1 передаётся в нагрузку.

Процессы накопления энергии в дросселе и передачи её в нагрузку происходят неоднократно, напряжение на конденсаторах С3 и С4 повышается. Через делитель R3R2 часть его поступает на вход компаратора. Когда напряжение на выходе преобразователя достигнет необходимого значения, выходной сигнал компаратора запретит переключение триггера микросхемы импульсами генератора, а когда оно снизится, вновь разрешит выдать на силовой ключ очередной открывающий импульс. Таким образом, фиксированные порции энергии по мере необходимости передаются из источника питания в нагрузку. Частота передачи этих порций зависит от напряжения на входе преобразователя и тока нагрузки и может меняться в широких пределах - от сотен герц до 100 кГц.

Выходное напряжение преобразователя не должно превышать 40 В, иначе возможен пробой транзисторов VT1. Максимальный ток через них не должен быть более 1,5 А. Для «умощнения» микросхему можно дополнить n-p-n или p-n-n транзистором, как показано на рис. 60 и рис. 61

Рис. 60 Рис. 61

Схема понижающего стабилизатора приведена на рис. 62 [31].

Рис. 62

Он работает аналогично описанному выше, но транзистор VT2 микросхемы, включенный в этом случае по схеме с общим коллектором, никогда в насыщение не входит. Это уменьшает задержку выключения силового ключа, но

увеличивает падение напряжения на нем, снижая КПД преобразователя. На вход понижающего преобразователя нельзя подавать напряжение более 40 В.

На рис. 63 показана схема инвертирующего преобразователя [31].

Его особенность в том, что микросхема DA1 питается суммой входного и выходного напряжений, которая не должна превышать 40 В.

стабилизаторы напряжения по схемам рис. 59, рис. 62, рис. 63 были собраны [31] на печатных платах размерами 40×40 мм из односторонне фольгированного стеклотекстолита 1мм.

Необходимым требованием при разработке таких плат являются минимальные емкость и индуктивность проводника, соединяющего вывод 1 или 2 микросхемы DA1 с дросселем L1 и диодом VD1, а также минимальные индуктивность и сопротивление входных и выходных цепей преобразователя и общего провода. Площадь проводников, подходящих ко всем выводам микросхемы, для улучшения отвода тепла от неё необходимо делать максимальной (кроме выводов 1 или 2). По той же причине нежелательно устанавливать микросхему на плату с использованием панели.

Дроссель L1 индуктивностью 170 мкГн для стабилизатора по схеме рис. 59 намотан на трёх склеенных кольцах К12х8х3 из феррита М4000НМ проводом ПЭШО 0,5 обмотка состоит из 59 витков. Каждое кольцо перед намоткой следует разломить на две части, надпилив надфилем, лучше алмазным. Затем в один из зазоров вводят общую прокладку из текстолита толщиной 0,5 мм и склеивают весь пакет эпоксидным клеем. Для сохранения формы пакет укладывают на обрезок органического стекла, от которого его после затвердевания клея легко отделить. Перед намоткой острые грани колец следует тщательно скруглить. Можно применить такие же кольца из феррита с любой проницаемостью более 1000, поскольку при наличии зазоров индуктивность практически не зависит от магнитной проницаемости материала магнитопровода.

Дроссель L1 индуктивностью 220 мкГн для стабилизатора по схеме рис. 62 был намотан аналогичным образом на трех таких же кольцах, но зазор при склейке был установлен 0,25 мм, а обмотка содержала 55 витков того же провода.

Для дросселя L1 инвертирующего стабилизатора индуктивностью 88 мкГн были использованы два таких же кольца с зазором 0.25 мм, число витков- 35, провод-ПЭВ-2 0,7.

Дроссель L2 во всех стабилизаторах стандартный ДМ-2,4 индуктивностью 3 мкГн.

Оксидные конденсаторы стабилизаторов – К50-35 или их импортные аналоги. Конденсаторы С2 - керамические, например, КМ-5 или КМ-6. Диод VD1 должен быть диодом Шоттки, подойдут 1N5818, SR106, SR160 серий КД268, КД269 [31] и другие на напряжение не менее 30В. Преобразователь будет работать и с обычными импульсными диодами на ток 1 А, но его КПД уменьшится.

Резисторы R1 были изготовлены из высокоомного провода диаметром 0,5 мм от проволочного резистора. Отрезок провода необходимой длины был сложен змейкой и впаян в отверстия печатной платы.

Коэффициент полезного действия растёт с повышением входного напряжения и составляет 84…88 % (у стабилизатора по схеме рис. 59, U_вх = 8…18 В), 82…85% (рис. 62, U_вх = 9…20 В ), 60…67 % (рис. 63, U_вх = 6…12 В ).

Относительное изменение выходного напряжения описываемых преобразователей при изменении нагрузки не превышает 0,1 %. Также мало меняется выходное напряжение при изменении входного, если, конечно последнее не выходит за допустимые пределы.

Температурная нестабильность выходного напряжения больше – через некоторое время после включения выходное напряжение всех стабилизаторов в результате прогрева при максимальной нагрузке снижалось примерно на 0,5…0,8 %.

Частота работы стабилизатора по схеме, показанной на рис.59, близка к 15кГц при входном напряжении 12 В и номинальной нагрузке и 30кГц для двух других (U_вх = 15 В, рис. 62 и U_вх = 5 В, рис. 63 ).

Размах пульсаций напряжения на конденсаторах С3 и С4 преобразователей составлял соответственно 70 и 15 мВ в устройстве по схеме рис. 59, 70 и 50 мВ – рис. 62, 100 и 40 мВ – рис. 63

Близкие к приведённым выше результаты были получены с стабилизаторами, в которые в качестве L1 были установлены дроссели серии КИГ промышленного изготовления индуктивностью 200 мкГн на ток 1 А (рис. 59 и рис. 62) и 60 мкГн на 1,2А (рис. 63).Поскольку магнитный поток этих дросселей не замкнут, уровень электромагнитных помех, создаваемых преобразователями, значительно возрос.

Были испытаны и стабилизаторы с дросселями L1 меньшей индуктивности, намотанными на одиночных кольцах К10×6×4,5 с зазором 0,5 мм - 100 мкГн, 58 витков ПЭШО 0,45 для повышающего (рис. 59), 130 мкГн, 66 витков ПЭШО 0,38 для понижающего (рис. 62) и 54 мкГн, 42 витка ПЭШО 0,5 для инвертирующего (рис. 63). Все они оказались вполне работоспособными, КПД и интервал допустимых входных напряжений уменьшились незначительно.

Если во время накопления энергии в дросселе на выводе 2 микросхемы наблюдается высокочастотная генерация, ее устраняют подключением конденсатора между соединенными выводами 1 и 8 микросхемы и общим проводом. Минимальная необходимая ёмкость конденсатора составила 820 пФ, для устройства по рис. 63– 620 пФ. Конденсатор устанавливают на плату со стороны печатных проводников, припаивая к ним его выводы.

Рис. 64

Для расчета стабилизаторов на заданные выходные напряжение U_вых и ток I_вых следует задаться максимальной частотой работы преобразователя f = 30…50 кГц и минимальным входным напряжением U_{вх min}. Необходимо также знать падение напряжения на диоде VD1 Uд и на силовом ключе U_кл. Последнее можно оценить по графикам, приведенным на (рис. 64) [31].

Прямая 1 соответствует схеме включения, соответствующей показанной на рис. 59 при токе базы транзистора VT2, равном 0,05 от выходного тока ключа, прямая 2 – той же схеме, но без резистора R4 при соединенных вместе выводах 8 и 1. Прямая 3 – для схем, показанных на рис. 62 и рис. 63.

Затем вычисляют следующие значения (напряжения, В; токи, А; время, мкс; частота, кГц; емкость, нф; сопротивление, Ом; индуктивность, мкГн).

Продолжительность включённого состояния ключа:

t_вкл = 1000 / f ( 1 + 1 / a ).

Параметр a - отношение продолжительностей включенного и выключенного состояний при минимальном входном напряжении предварительно находят по следующим формулам:

a = ( U_вых + U_д + U_{вх min}) / (U_{вх min} – U_кл) для схемы рис. 59;

a = (U_вых+U_д ) / (U_{вх min} + U_кл + U_вых) для схемы рис. 62;

a = (|U_вых| + U_д) / ( U_{вх min} - U_кл) для схемы рис. 63.

Ёмкость конденсатора:

С2 = 0,4t_вкл.

Максимальный ток ключа:

I_кл = 2I_вых ( 1 + a ) для рис. 59 и рис. 63;

I_кл = 2_Iвых для рис. 62.

Сопротивление резистора:

R1 + 0,3I_кл.

Минимальная индуктивность дросселя:

L1 = (t_вкл / I_кл)(U_{вх min} – U_кл) для рис. 59 и рис. 63;

L1 = (t_вкл / I_кл )(U_{вх min} - U_кл - U_вых) для рис. 62.

Дроссель L1 должен выдерживать ток I_кл без насыщения магнитопровода.

В заключении рассчитывают резисторы R2 и R3 исходя из заданного входного напряжения U_вых:

(R3 / R2) = (U_вых / 1,25) – 1.

Ток, протекающий через делитель R2R3, выбирают в пределах 0,2…1 мА (входной ток компаратора микросхемы не превышает 0,4 мкА).

Более подробные сведения о микросхеме КР1156ЕУ5 и её прототипах МС33063А, МС34063А, разработанных фирмой MOTOROLA, можно найти на сайтах изготовителей «www.bryansk. ru/sit/» и «www.onsemi.com.»