10. Содержание отчета

Отчет должен содержать результаты предварительной подготовки к работе, структурную схему системы связи для параллельной передаче информации по каналу связи, результаты измерений в виде таблиц, графиков с соответствующими заголовками, исходными данными и пояснениями, краткие выводы и оценку результатов.

Теоретическая часть: Многочастотная схема модуляции

Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM)

Новым способом модуляции, предложенным сравнительно недавно, является OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) — частотное уплотнение с ортогональными несущими. Подобно квадратурной модуляции, этот способ использует ортогональные несущие, но в отличие от квадратурной модуляции частоты этих несущих не являются одинаковыми, они расположены в некотором диапазоне, отведенном для передачи данных путем модуляции.

Мультиплексом называется цифровой поток, передаваемый по одному физическому ка­налу сети вещания. Суть метода OFDM в следующем. В полосе канала телевизионного вещания (8 МГц для России) размещается от 2 до 8 тысяч несущих. Каждая несущая модулируется низкоскоростным потоком данных, яв­ляющимся частью общего цифрового потока. В качестве первичного метода модуляции разделенных несущих допускается использовать QPSK, 16- и 64-QAM [16].

Скорость передачи данных в каждом элементарном потоке равна общей системной скорости, поделенной на число несущих. Частотное распределение несущих в полосе радиоканала производится по опреде­ленному правилу их ортогональности, допускающему перекрытие ска­тов смежных спектров, но при условии, что на центральной частоте каждой из несущих спектральные составляющие всех остальных моду­лированных несущих переходят через ноль. В результате за счет боль­шого числа несущих формируется групповой спектр мощности, очень близкий к прямоугольному при любом коэффициенте скругления спек­тра узкополосных модулирующих сигналов, что дает максимальную эффективность использования полосы радиоканала. Пример расстановки несущих в спектре OFDM показан на рис. 8.1.

Каждая из N немодулированных несущих, входящих в набор OFDM, может быть выражена формулой

S_n(t) = cos(2πf_nt), (3.3)

где f_n =f₀ + n/T_S, п = {0, 1,..N-1}; T_S — длительность символа; f₀ — частота низшей несущей,

а модулированный сигнал OFDM — формулой

Рис. 8.1. Групповой спектр несущих OFDM

где Т — длительность тактового интервала;

N — число несущих;

a_k,, b_k  {-1, +1} — данные синфазного и квадратурного каналов, модулирующие k-ю несущую.

При использовании в качестве первичного метода модуляции QPSK удельная скорость передачи при OFDM приближается к теоретическо­му пределу, равному 2 бит/(с•Гц). Для повышения эффективности ис­пользования полосы радиоканала для модуляции несущих применяют методы модуляции с большим числом позиций, например 16- и 64-QAM, получая при этом значения скорости 4 и 6 бит/(с•Гц) соответ­ственно.

Поскольку при OFDM передаваемая информация разбита на боль­шое число низкоскоростных подканалов, то длительность тактового интервала для каждой несущей намного больше типичной задержки отраженных сигналов при многолучевом распространении. Это преоб­разует подверженный селективному федингу широкополосный канал системы с одной несущей в большое число независимо федингующих узкополосных каналов с частотным разделением. Более того, при OFDM небольшие группы несущих могут быть полностью подавлены без по­терь принимаемой информации. Для этого вводят корректирующее ко­дирование данных в сочетании с частотным и временным перемежени­ем. При таком комплексном построении модема схему модуляции часто называют кодированным OFDM или COFDM. С точки зрения физичес­ких процессов модуляции и передачи радиосигнала оба эти понятия равнозначны.

Метод OFDM относится к классу методов параллельной передачи данных. В классической системе с параллельной передачей данных выделенная полоса частот канала разбивается на N неперекрывающихся частотных субканалов, для разделения которых используются фильт­ры. При этом возникают следующие недостатки: неэффективное использование полосы, поскольку полосы разделительных фильтров дол­жны быть не уже (1+α)B_N (где B_N — полоса Найквиста, α — коэффици­ент скругления спектра для каждого подканала); сложность изготовле­ния и взаимного согласования большого числа фильтров. Частично эти недостатки могут быть преодолены методом квадратурной модуляции M-QAM с шахматной расстройкой, когда соседние спектры перекрыва­ются по уровню -3 дБ, а для разделения сигналов в субканалах приме­няется чередующийся сдвиг данных на половину тактового интервала. Этот метод обеспечивает получение плоского группового спектра с по­ниженными требованиями к разделительным фильтрам. Для устране­ния недостатков, связанных с низкой эффективностью системы и слож­ностью технической реализации, и был найден метод, получивший название OFDM.

Для получения сигнала OFDM не требуется много отдельных генера­торов несущих с соответствующими узлами преобразования сигналов и субканальными разделительными фильтрами. Спектры всех субкана­лов перекрываются между собой, но их разделение обеспечивается не полосовой фильтрацией, а специальной обработкой модулирующих дан­ных в основной полосе частот. В модеме реализована идея прямого синтеза группового спектра OFDM с использованием сигнального про­цессора, работающего по алгоритму обратного быстрого преобразова­ния Фурье (БПФ). Обычно при практической реализации модулятора спектр сигнала OFDM формируется на некоторой промежуточной час­тоте, а затем конвертируется в полосу радиоканала. Преобразования сигналов в демодуляторе приемника OFDM отличаются использовани­ем прямого БПФ.

Ортогональность субканалов при выделении их в приемнике посред­ством БПФ может быть обеспечена только в случае отсутствия меж­символьной интерференции и интерференции между несущими. На прак­тике эти условия не выполняются из-за искажений, возникающих в канале. Поскольку спектры несущих в субканалах теоретически не ог­раничены по полосе, то любое их ограничение, например, общим канальным фильтром или искажение за счет многолучевого распростра­нения приводит к перераспределению энергии между субканалами и, следовательно, к возникновению МСИ. Для борьбы с этим явлением используют простое решение — общую длительность символа OFDM T_S увеличивают и часть ее в начале символа отводят под защитный интер­вал Т_G. Поэтому полезная длительность символа Т_U = T_S — T_G. В преде­лах защитного интервала передается как бы возвращённая назад во времени копия последующей части символа. Процесс формирования полного символа OFDM, включающего защитный интервал, схематич­но показан на рис. 8.2.

Рис. 8.2. К пояснению формирования полного символа OFDM

Правильный выбор длительности защитного интервала позволяет в определенных пределах устранить помехи, вызываемые эхо-сигнала­ми. На рис. 8.3 показаны временные интервалы для основного сигна­ла и двух его эхосигналов. Задержка первого эхосигнала находится в

Рис. 8.3. Временные интервалы основного и двух эхосигналов

допустимых пределах, и переходные процессы из-за стыка двух симво­лов приходятся на защитный интервал основного сигнала, не искажая его полезную часть. Напротив, если второй эхосигнал задержан свыше допустимых пределов, то его переходная зона приходится на полезную часть основного сигнала, т.е. защита не обеспечивается.

Рисунок 8.4 иллюстрирует суммирование нескольких задержанных сигналов с образованием мешающего сигнала, устраняемого за счет защитного интервала. На рисунке помимо основного сигнала показаны отраженные эхосигналы 1; 2 и сигнал соседнего передатчика одночастотной сети (эхосигнал 3). В приемник поступает сумма этих четырех сигналов. При выборе времени T_G больше времени импульсной реак­ции канала или времени задержки распространения, МСИ существен­но снижается, так как все переходные процессы от нежелательных сиг­налов завершаются в пределах защитного интервала. Заметим, что даже при наличии защитного интервала интерференция между несущими сохраняется. Так как введение защитного интервала снижает пропуск­ную способность системы, то обычно на практике его длительность не превышает одной четверти от длительности символа. Хорошим способом

Рис. 8.4. Защитный интервал в символе OFDM

увеличения длительности защитного интервала и поддержания высокой пропускной способности является увеличение числа несущих и, тем самым, увеличение полезной длительности символа при относи­тельно уменьшенной длительности защитного интервала. В системном плане радикальным средством борьбы со всеми искажениями и поме­хами является переход к схеме с кодированием — COFDM.

Особенностью модуляции OFDM является повышенная неравномер­ность уровня мощности группового модулированного сигнала. На рис. 8.5 показан результат суммирования пяти немодулированных не­сущих различных частот. Их суммарный сигнал имеет сильную нерав­номерность амплитуды. Отношение пиковой к средней мощности в каж­дом субканале системы OFDM также как и для систем с одиночной несущей зависит только от вида сигнального созвездия и коэффициен­та скругления спектра а. Теоретически различие в значениях отноше­ний пиковой мощности к средней для полного спектра системы COFDM и системы с одиночной несущей составляет Δ(Р_М/Р₀)=10 lgN, где N — число несущих. При N=1000 разница должна составить 30 дБ. Однако практически за счет рандомизации данных скремблированием и дру­гих преобразований структуры потока теоретическое значение может быть достигнуто в очень редких случаях, в частности, при больших размерах сигнального созвездия. Так как скремблированный сигнал

Рис. 8.5 Сумма несущих OFDM

OFDM может рассматриваться как последовательность независимых одинаково распределенных несущих, то согласно центральной предель­ной теореме теории вероятностей при большом числе несущих (N ≥ 20) их распределение приближается к гауссовскому. При этом вероятность того, что превышение пиковой мощности над средней мощностью со­ставит 9,6 дБ, равна 0,1%, а что превышение составит 12 дБ — менее 0,01% [19].