Выбор и обоснование структурной схемы приемника

Заданный частотный диапазон приемника и вид модуляции позволяет судить о его предназначении – вещательный коротковолновый приемник. Для таких приемников существенным является низкая стоимость конечного изделия и нетрудоёмкость технологии (массовый выпуск) в сочетании с максимумом автоматических настроек, позволяющих избежать ручных регулировок. Таким образом, эти параметры будут определяющими при выборе функциональной и принципиальной схем, а также элементной базы приемника.

В КВ диапазоне применяется исключительно супергетеродинный метод приема (дальнее распространение волн КВ требует высокой избирательности по соседнему каналу (расстройка 5 кГц), что практически недостижимо для избирательных цепей приемников прямого усиления – относительная расстройка на 14 МГц составляет менее 0,04% - входной избирательная цепь получилась бы очень громоздкой и трудно настраиваемой). Кроме этого, малошумящий (и высокоизбирательный) усилитель радиочастоты на ВЧ относительно дорог.

Супергетеродинная схема приема предусматривает преобразование ВЧ радиосигнала в, обычно, значительно более длинноволновый участок спектра, где, в дальнейшем и происходит обработка сигнала (подавление соседних каналов, усиление, детектирование). В радиовещательных АМ приемниках КВ диапазона наибольшее распространение получила промежуточная частота 465 кГц. Относительная расстройка соседнего канала составляет уже около 1%. Это позволяет эффективно подавить соседние каналы относительно простыми, а значит и дешевыми цепями. Так как усиление производится на относительно низких частотах, можно достаточно простыми средствами получить высокое значение чувствительности. Кроме этого, на низких частотах снижаются требования к паразитным параметрам цепей устройства, можно использовать менее прецизионные элементы. Все вышеперечисленное позволяет как ослабить технологические допуски при неизменном качестве, так и повысить качество при неизменной сложности технологии.

Усложнение схемы приемника-супергетеродина по сравнению с приемником прямого усиления может оказаться несущественным в случае использования интегральных схем, инкапсулирующих целые функциональные звенья или даже узлы.

Типовая функциональная схема приемника, построенная по супергетеродинной схеме приведена на Рис.1.

Рисунок.1. Функциональная схема супергетеродина

ВЦ – входная цепь

УРЧ – усилитель радиочастоты

СМ – смеситель

Г – гетеродин

УПЧ – усилитель промежуточной частоты

Д – детектор

УНЧ – усилитель низкой частоты

УО – устройство обработки

Функциональная схема (рис.1) содержит лишь принципиально важные узлы, при ее детализации получаем цепи управления и индикации, контуры автоматических регулировок и т.д. Все это, а также элементы схемы рассматриваются далее.

ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЙ РАСЧЕТ ПОЛОСЫ ПРОПУСКАНИЯ

Полосу пропускания высокочастотного тракта супергетеродинного приемника без системы автоматической подстройки частоты можно определить по формуле:

где:

Δf_П – ширина спектра принимаемого сигнала, составляющие которого, с учетом допустимых искажений, не должны выходить за пределы полосы пропускания приемника;

Δf_д – изменение несущей частоты сигнала за счет доплеровского эффекта;

Δf_нест – величина на которую необходимо расширить полосу пропускания приемника для учета нестабильности частот передатчика и гетеродина приемника, а также погрешностей в настройке отдельных контуров и всего приемника в целом.

где:

в_с – относительная нестабильность частоты сигнала f_c

в_г – относительная нестабильность частоты гетеродина приемника f_г;

Абсолютная нестабильность частоты гетеродина

Абсолютная нестабильность боковых частот гетеродина

в_н – относительная погрешность установки частоты приемника при безпоисковой настройке, отнесенной к частоте сигнала f_с

в_пр – относительная погрешность и нестабильность настройки контуров тракта промежуточной частоты, отнесенная к промежуточной частоте f_пр.

Для двух полосного одноканального АМ сигнала:

, где

F_в – верхняя частота модуляции сигнала.

Выберем однокаскадный гетеродин без кварцевой стабилизации, для него можно принять . Согласно ТЗ Вс= Выбор В_г произведен согласно табл.1.1 [1]. Значение коэффициента В_пр, как правило, колеблется от 0,0003 до 0,003 и зависит, главным образом, от температурного коэффициента катушек контуров, настраиваемых на промежуточную частоту. Пусть . Величина В_н обычно равна 0,003 – 0,01 и определяется в основном точностью настройки контура гетеродина механизмом перестройки или погрешностью установки частоты настройки приемника по его шкале. Если применяется перестройка приемника оператором по принимаемым сигналам (как в нашем случае), то естественно величину В_н следует брать равной нулю. Значение промежуточной частоты выберем стандартное для данного диапазона волн. Пусть .

Будем считать, что приемник и передатчик неподвижны относительно друг друга, тогда доплеровское смещение частоты .

Согласно формуле (2):

Согласно формуле (1):

Определим шумовую полосу линейного тракта.

Выбранная промежуточная частота удовлетворяет условиям (для возможности применения контуров с реализуемой добротностью) и (для фильтрации сигналов промежуточной частоты при детектировании АМ сигналов).

Определение фактического коэффициента шума

ВЫБОР СРЕДСТВ ОБЕСПЕЧЕНИЯ ИЗБИРАТЕЛЬНОСТИ ПРИЕМНИКА

В супергетеродинных приемниках, наиболее опасными из побочных каналов приема являются зеркальный и соседний. Поэтому частотная избирательность РпрУ зависит в основном от необходимых ослаблений соответственно S_зк S_ск. В приемниках с одинарным преобразованием частоты ослабление зеркального канала обеспечивает преселектор, ослабление соседнего – в основном УПЧ и частично преселектор.

Исходные данные: ; выберем - эквивалентные затухания контуров преселектора с учетом потерь, вносимых источником сигналов и нагрузкой.

Определим обобщенную рассторйку зеркального канала при верхней настройке гетеродина и нижней настройке гетеродина .

Выберем верхнюю настройку гетеродина.

Пользуясь нормированными частотными характеристиками преселекторов при больших расстройках рисунок.1.7а [1], находим, что необходимое ослабление по зеркальному каналу S_зк=20dB может обеспечить простая одноконтурная входная цепь, поэтому применять более сложные схемы нецелесообразно.

Для выбранного преселектора вычисляем ослабление по соседнему каналу, которое он создает.

Обобщенная рассторойка для краев полосы пропускания приемника :

Из рис. 1.7б [1] находим, что такой расстройке соответствует ослабление преселектора . Рассчитаем ослабление S_пп, которое можно допустить в ФСС, из выражения:

.

Для выбранного преселектора определим обобщенные расстройки для соседнего канала из выражения:

,

где - расстройка для соседнего канала.

По рис.1.7б [1] находим, что данной расстройке соответствует ослабление соседнего канала, создаваемого преселектором.

Определяем ослабление соседнего канала , требуемое от ФСС:

Где – полное ослабление соседнего канала, требуемое в приемнике.

РАСЧЕТ ВХОДНОЙ ЦЕПИ ПРИЕМНИКА

Поскольку частота принимаемого сигнала меняется в довольно узком диапазоне, имеет смысл применить настроенную антенну. В этом случае можно считать, что внутреннее сопротивление антенны в этом диапазоне постоянно и является чисто активным (Z_А=R_А). При необходимости сопротивление антенны можно согласовать с фидером при помощи трансформатора, тогда мощность, отдаваемая приемнику, будет максимальной.

При работе с настроенной антенной часто используется трансформаторная или автотрансформаторная связь контура с антенной и УРЧ. Выберем автотрансформаторную связь, т.к. при этом требуется меньшее число намоточных элементов. Схема входной цепи изображена на рисунке.2.

Рисунок.2. Схема входной цепи

Исходя из табл.4.4 [1] находим С_сх=95 пФ.

Находим индуктивность контура

.

Теперь вычисляем коэффициенты включения фидера m_А и входа УРЧ m_вх для согласования при заданном d_эр контура входной цепи:

Для нашего случая , где:

W_ф – волновое сопротивление фидера

R_вх – входное сопротивление УРЧ (1^го каскада).

В качестве фидера выбран коаксиальный кабель РК-103 длиной 4м со следующими параметрами: - затухание; волновое сопротивление W_ф = 75 Ом.

Из таблицы 4.5 [1] выбираем собственное затухание контура d = 0,0095. Ранее выбрано d_эр = 0,02.

Рассчитываем коэффициент передачи напряжения входной цепи: , где:

L_ф – коэффициент передачи фидера, определяемый из рис.4.16 по произведению (l_ф – длина фидера, м). В нашем случае

К_ос – коэффициент передачи собственно входной цепи при согласовании, равный:

Коэффициент передачи входной цепи можно считать практически неизменным в заданном диапазоне, т.к. этот диапазон относительно узкий (коэффициент перекрытия диапазона , т.е. близок к 1).

Рассчитываем емкость контура

,

г де

- паразитная емкость катушки контура

- емкость монтажа схемы

По ГОСТу выбираем элементы схемы конденсатор Спрс емкостью 90 пФ и конденсатор Спрс переменной емкости 4/25пФ

ВЫБОР РАСПРЕДЕЛЕНИЯ УСИЛЕНИЯ ПО ЛИНЕЙНОМУ ТРАКТУ ПРИЕМНИКА

Необходимое усиление сигналов в линейном тракте следует обеспечить при достаточной устойчивости каскадов (возможно в меньшем их числе), используя экономичные электронные приборы. Если чувствительность приемника задана в виде Э.Д.С. сигнала в антенне Е_а, то коэффициент усиления линейного тракта приемника К_ол должен быть равен:

, где:

u_п – амплитуда сигнала на выходе УПЧ приемника.

Учитывая это используем микросхему К174ХА2, примем u_п = 100 мВ

.

Выбор средств обеспечения усиления линейного тракта можно начать с определения коэффициента усиления преселектора (ВЦ и УРЧ). В транзисторных приемниках коэффициент усиления преселектора К_опс можно найти из выражения:

, где:

К_овц – коэффициент передачи входной цепи

К_урч – коэффициент усиления УРЧ.

В супергетеродинном приемнике основное усиление сигнала производится на промежуточной частоте, поэтому выберем К_0урч = 35 dB, т.е. К_урч = 10.

Требуемый коэффициент усиления по напряжению УПЧ и преобразователя частоты с транзисторным смесителем, равен: , где:

К_з = 2…3 – коэффициент запаса усиления, учитывающий старение электронных приборов, расстройку контуров и уменьшения напряжений питания в процессе эксплуатации. Выберем К_з = 2.

Тогда усиления УПЧ будет равно:

РАСЧЁТ УРЧ

Наибольшее распространение в транзисторных усилителях получила схема с двойной автотрансформаторной связью. Коэффициент включения m1 и m2 целесообразно выбирать так, чтобы на нижней частоте поддиапазона обеспечить заданную полосу пропускания, а на верхней – избирательность.

Рисунок.3. Схема УРЧ

Найдем максимально устойчивый коэффициент усиления каскада УРЧ. При этом примем следующие значения. dэр=0,02 ; S=26мА/В ; ;

; ; R11=3.8кОм ; R22=110кОм ;

Наиболее возможный коэффициент усиления каскада при полном согласовании

Из полученных значений Ку и Ко выбираем меньший и принимаем за коэффициент усиления УРЧ.

Курч=Ку=4

m1=0.2

Условие при котором каскад УРЧ обеспечивает всё ослабление зеркального канала.

Вычисление подстрочного конденсатора Сп.

где;

Ссхmin – минимальная емкость контура каскада усиления

Скmin – минимальная емкость контура настройки

Свых=С22+См

См= Емкость монтажа

Свх=С11+См

- переменная ёмкость катушек равная 3…5 пФ

С11=25,8пФ См=3пФ =5пФ

Свх=25,8+4=29,8пФ

Свых=11,8+4=15,8пФ

Примем Сп=100пФ и найдем далее все элементы схемы

выбор схемного решения РП_рУ и расчет усилителя

высокой частоты

В заданном частотном диапазоне появляется возможность применить интегральную микросхему. Используем ИС К174ХА2. Базовым элементом в этой микросхеме является дифференциальный усилитель, что объясняется рядом его свойств:

• способность подавлять синфазную составляющую входного сигнала, выделять и усиливать разностную. Это позволяет снизить влияние на параметры усилителя нестабильности температуры окружающей среды и напряжения питания. Не применяя обычных мер по термостабилизации, можно отказаться от использования конденсаторов большой емкости, которые неудобно использовать в интегральной технологии;

• универсальность. Дифференциальный усилитель может выполнять функции усиления, ограничения, преобразования частоты, регулирования. Такая схема может иметь симметричный или несимметричный вход и выход;

• малая паразитная обратная связь между входом и выходом. Такой факт позволяет использовать дифференциальную схему на высоких частотах, не применяя схему нейтрализации этой паразитной связи.

Данная микросхема предназначена для использования в приемниках амплитудно-модулированных сигналов. Она может работать в диапазоне частот до 30 МГц, имея при этом усиление, позволяющие принимать сигналы с отношением сигнал–шум на выходе 20 dВ, при э.д.с. в антенне менее 20 мкВ, а при сигнале 3 мВ отношение сигнал-шум равно 54 dВ.

При напряжении на входе, равном 20 мкВ выходное напряжение НЧ составляет 60 мВ, коэффициент гармоник при этом обеспечивается менее 4%. Напряжение питания может выбираться в пределах 4,8÷15В. Ток потребления mА Входное сопротивление усилителя РЧ по входам 1, 2 составляет более 3 кОм, а входное сопротивление УПЧ по выводу 12 также составляет более 3 кОм. Выходное сопротивление усилителя промежуточной частоты по выводу 7 равно 60 кОм.

Структурный состав микросхемы приведен в приложении 1.Она состоит 1 — УВЧ; 2 — гетеродин; 3 — смеситель; 4 — УПЧ; 5 — УПТ АРУ УВЧ; 6— УПТ АРУ УПЧ

Сигнал после прохождения входной цепи и предварительной частотной селекции в ней подается на усилитель радиочастоты, реализованный в виде однокаскадного апериодического дифференциального усилителя на транзисторах VТ3 и VТ4. В нашем случае от усилителя высокой частоты не требуется большого усиления. Он должен иметь малый коэффициент шума, т.к. стоит в начале линейного тракта приемника и от него в наибольшей степени зависит коэффициент шума всего тракта. Регулировка усиления осуществляется комбинированным методом, за счет управляемой обратной связи через диоды VD4 и VD5 в цепях эмиттеров транзисторов и в коллекторных цепях – путем управляемого шунтирования нагрузки через диоды VD1-VD3. Ток диодов изменяется усилителем постоянного тока, собранного на транзисторах VT1-VT3. Стабилизация входного каскада по постоянному току осуществляется через эмиттерный повторитель VT6. Смеситель в данной микросхеме выполнен по двойной балансной схеме на транзисторах VT11-VT12 и VT7-VT10. Один из его выходов (15 или 16) может использоваться для включения контура детектора АРУ усилителя радиочастоты, а с другой – для подачи сигнала ПЧ на фильтр сосредоточенной селекции. Режим этого каскада по постоянному току устанавливается с помощью напряжения на диоды VD6-VD8.

Гетеродин в микросхеме строится на транзисторе VT13. Контур гетеродина подключается как внешний, по отношению к микросхеме, элемент. Усилитель промежуточной частоты состоит из четырех дифференциальных каскадов: первый каскад – транзисторы VT18 и VТ19, второй – VT22-VT23, третий – VT26, VT27; четвертый – VT29 и VT30. Первые три каскада имеют регулируемое усиление. Регулировка осуществляется через диоды VD15-VD20. Управляющий усилением сигнал снимается с транзистора VT31. Этот транзистор совместно с транзисторами VT32-VT34 образует усилитель постоянного тока. Такая схема дает возможность получить глубину регулировки усиления УПЧ более 60 dВ.

Воспользуемся регулировочной характеристикой усилителя высокой частоты, представленной на рисунке.4. Из нее видно, что для обеспечения выбранного коэффициента усиления усилителя радиочастоты К_УРЧ = 20 dВ, необходимо подать на вывод 3 используемой микросхемы управляющее напряжение U₃ = 0,31 В.

К_ус [dB]

50

40

30

20

10

U_з, В

0.2 0.4 0.6 0.8 1.0

Рисуеок.4 Регулировочная характеристика усилителя радиочастоты.

Выбор фильтра сосредоточенной селекции

Вместо многозвенных LС-фильтров в схемах усилителей промежуточной частоты с сосредоточенной избирательностью с успехом можно применять пьезоэлектрические, электромеханические и пьезомеханические фильтры. Указанные фильтры, имея малые габариты и массу, обладают близкой к идеальной кривой избирательности.

Наш фильтр, исходя из требований ТЗ и расчетов входной цепи должен обеспечить затухание по соседнему каналу S_скп = 35 dВ и вносить затухание в полосе пропускания не более 0,25 dВ.

Выбираем по таблице 6.6 [1] пьезомеханический фильтр ПФ1П-4-1, т.к. он имеет малое затухание Lф в полосе пропускания и достаточное ослабление при расстройке ± 10 кГЦ от номинальной промежуточной частоты f_п = 465 кГц. Малая критичность пьезомеханических фильтров к изменению нагрузочных сопротивлений позволяет подключать их к следующему каскаду непосредственно (без согласующего трансформатора). Вообще, номинальные значения характеристических сопротивлений пьезомеханических фильтров, как правило, значительно отличаются от входных и выходных сопротивлений транзисторных каскадов. Поэтому эти фильтры включают в усилитель через согласующие звенья. Наибольшее распространение получила схема межкаскадной связи, в которой фильтр подключен к коллекторной цепи через широкополосный контур. Такая схема представлена на рис.5.