Значення ємності обираємо близьким до значення .

Приймаємо . Номінальне значення має задовольняти нерівності:

, (3.8)

.

Приймаємо .

Визначаємо опір резистора :

, (3.9)

Приймаємо найближче стандартне значення з ряду Е192 (Додаток Б), .

Знаходимо опір :

, (3.10)

.

Приймаємо найближче стандартне значення для ряду Е192,

Визначаємо опори резисторів та :

, (3.11)

,

, (3.12)

.

Приймаємо найближче стандартне значення для ряду Е192, .

Похибка на виході ПС відповідає похибці на виході ФНЧ , що визначається умовою:

, (3.13)

.

Прийнявши резистори типу С2–29В та конденсатори типу К71-4 [7], у яких похибка номіналів не перевищує 0,01 %, можна вважати, що похибка вихідної напруги обумовлена типом операційного підсилювача і не перевищує:

. (3.14)

Прийнявши, що , обумовлене застосовуваного фнч не повинно перевищувати загальної похибки , тобто:

, (3.15)

звідки отримаємо:

.

За визначеними даними з [2, 6] вибираємо ОП типу К14ОУД14 з напругою зсуву нуля , знехтувавши малими вхідними струмами ( ) і низькою споживаною потужністю ( ). Високий коефіцієнт підсилення ( ) дозволяє зневажити його впливом на точність коефіцієнту передачі фільтра.

Масштабний підсилювач виконаємо за схемою, наведеною на рисунку 3.2.

Рисунок 3.2 – Схема масштабного підсилювача

В даній схемі призначений для початкового балансування ОП, – для точного регулювання підсилення МП у процесі настроювання. Щоб значення на виході ФНЧ не перевищувало значення, визначеного за формулою (4.13), зміщення нуля ОП МП не повинен перевищувати:

, (3.16)

Згідно [2, 6], приймемо як ОП МП К140УД17А з . У процесі регулювання за допомогою може бути знижено більше, ніж на порядок.

Коефіцієнт підсилення масштабного підсилювача визначається за формулою:

. (3.17)

Якщо номінальне значення , то

Звідси .

Прийнявши , що дозволяє зневажити впливом вхідних струмів ОП, одержимо (Е192). Задавши діапазон регулювання в межах від номінального значення, одержуємо , . Остаточно з ряду Е 192 одержуємо , . В якості використовуємо прецизійний 40-оборотний підстроювальний резистор типу СП5-2, та – типу С2-29 В.

На закінчення складаємо принципову схему ПС у цілому (рис. 3.3).

Рисунок 3.3 – Принципова схема пристрою спряження термопари з АЦП

3.2 Розрахунок схеми пристрою спряження термоопору з ацп

Нехай джерелом сигналу ПС є термоопір типу ТСМ із і . Діапазон температур , , , .

Опір ТСМ можна визначити за формулою: , звідки

. (3.18)

Перший член у (3.18) необхідно вилучити, тому що в противному випадку характеристика перетворення ПС не проходить через 0 у точці . Для цієї мети застосуємо схему суматора (рис. 3.4) на основі ОП з інвертуванням вхідного сигналу (DA2). Крім цього, на вході ПС необхідно застосувати перетворювач R/U для перетворення опору ТСМ у напругу, що найпростіше виконати на основі схеми ОП з інвертуванням вхідного сигналу (DA1). На вході ПС необхідно використовувати ФНЧ.

Проведемо розрахунок суматора і перетворювача R/ U (рис. 3.4).

Рисунок 3.4 – Схема перетворювача R/U із суматором

Напруга на виході DA1 може бути знайдене зі співвідношення:

, (3.19)

де – напруга стабілізації VD1.

Як VD1 згідно з [7], застосуємо двосторонній прецизійний стабілітрон КС191Р (для якого , , ), що дозволить зневажити температурною і тимчасовою нестабільністю .

Приймемо струм через ТСМ , у цьому випадку потужність, що розсіюється на складе:

, (3.20)

,

що дозволить зневажити похибкою, обумовленою саморозігрівом ТСМ.

Визначимо опір :

, (3.21)

,

що відповідає стандартному значенню ряду Е192.

Визначаємо опір резистора :

, (3.22)

де .

.

Приймаємо стандартне значення (ряд Е24).

Визначимо максимальне і мінімальне значення напруги на виході DA1:

(3.23)

, (3.24)

,

.

Визначимо крутизну перетворювача DA1:

, (3.25)

За визначеним значенням крутизни за дрейфом напруги зсуву ОП ( ) в якості DА1 виберемо ІМС ОП К140УД17А, що має дрейф напруги зсуву . Це дозволить знехтувати впливом дрейфу на точність перетворення.

Прийнявши з міркувань, викладених у прикладі 1, , визначимо опір інших резисторів у схемі (рис. 4.4). Приймемо типове значення . У цьому випадку при струми через і співвідносяться як:

, (3.26)

отже: .

Струм через R4:

(3.27)

Отже

.

Резистор призначений для встановлення нульової напруги на виході ПС. Прийнявши , приймемо стандартні значення і (для С2-29В і СП5-2) при :

,

а струм через :

.

Так як , то максимальна напруга на виході DA2 складе:

отже:

.

Для можливості підстроювання масштабу перетворення ПС у цілому приймемо стандартні значення і , що забезпечать регулювання підсилення каскаду на DА2 приблизно на  5 %.

Коефіцієнт підсилення каскаду DА2 складає:

Крутизна перетворення S на виході DA2:

.

Похибка визначення температури  буде визначатися в основному даним каскадом. Отже, дрейф напруги зсуву ОП DA2 повинний задовольняти умові:

.

Застосуємо ІМС ОП К140УД17А ( ).

Амплітуда перешкоди на виході DA1 дорівнює її амплітуді на терморезисторі, отже, амплітуда перешкоди на виході DA2 складе:

, (3.28)

,

що неприпустимо, тому що вихідна напруга DA2, що являє собою суму корисного сигналу і перешкоди, може перевищити максимальне значення вихідної напруги ОО (12B). Отже, перед суматором необхідно установити ФНЧ.

Розрахуємо параметри ФНЧ.

Ослаблення перешкоди на частоті 50 Гц повинне бути не меншим, ніж:

,

або децибелах ; за формулою (4.5) знаходимо число каскадів:

Фільтр 3-го порядку складається з ланки 2-го порядку і ланки 1-го порядку (рис. 3.5)

Рисунок 3.5 – Схема ФНЧ третього порядку

З додатка А, відповідно до [3], вибираємо для першої ланки В = С = 1,00, для другого С = 1,00:

, (3.29)

приймаємо .

, (3.30)

Приймаємо найближче менше стандартне значення .

Знаходимо R2:

, (3.31)

З додатка Б для ряду Е192 (резистори С2-29В) знаходимо ,

, (3.31)

Приймаємо (типу С2 - 29В).

(3.32)

З ряду Е192 для С2 - 29В приймаємо .

Розраховуємо ланку першого порядку:

Розраховуємо за формулою , приймаємо . Для :

, (3.33)

Приймаємо .

Принципова схема пристрою спряження приведена на рис.3.6.

Рисунок 3.6 – Схема пристрою спряження ТСМ з АЦП

Для забезпечення точності всі постійні резистори повинні бути прецизійними (напр. С2-29В) за винятком R3 (можна застосувати МЛТ).

Не важко переконатися, що у всіх наведених схемах найбільшу потужність розсіює резистор R3 (Рис. 4.6):

, (3.34)

,

отже, усі резистори можуть мати припустиму потужність розсіювання 0,125 Вт. Усі конденсатори повинні мати невеликий коефіцієнт залежності ємності від температури ТКЕ (напр. типу К71 - 4).

Якщо у ході розрахунків виявиться, що необхідно застосувати фільтр більш високого порядку, ніж показано в прикладах, то такий фільтр реалізовується каскадним з'єднанням ланок 2-го порядку (якщо парне). При непарному n на виході додається ланка 1-го порядку.