9.3. Улучшение параметров генераторов пилообразного напряжения

Принципиальная схема ГЛИН с токостабилизирующей обратной связью представлена на рис. 9.3, а. Транзистор VT1 в этой схеме выполняет функцию ключевого элемента. Транзистор VT2, включенный по схеме эмиттерного повторителя, осуществляет обратную связь, обеспечивая постоянство потенциалов на резисторе и тем самым постоянство зарядного тока.

При подаче на вход схемы отрицательного импульса напряжения (рис. 9.3, б) транзистор VT1 запирается и конденсатор С заряжается через открытый в исходном состоянии диод и резистор . Изменение напряжения передается через эмиттерный повторитель, выполненный на транзисторе VT2, на диод, который закрывается. После запирания диода процесс заряда конденсатора С определяется напряжением на конденсаторе , который при достаточно большой емкости можно в данном случае рассматривать как источник постоянного напряжения. По окончании входного импульса и отпирания транзистора VT1 конденсатор С разряжается через транзисторVT1, находящийся в активной области, так как ≈ 0, > .

Время обратного хода определяется по формуле (9.16). Напряжение во время восстановления уменьшается почти до нуля. Диод открывается, а транзистор VT1 входит в режим насыщения. Отпирание диода позволяет конденсатору С₀ снова перезарядиться до напряжения, близкого к . Длительность подзаряда конденсатора С₀, определяющая восстановление исходного состояния схемы, равна

(9.17)

где – прямое сопротивление открытого диода;

– выходное сопротивление эмиттерного повторителя.

Коэффициент нелинейности данной схемы генератора

, 9.18)

где К_п – коэффициент передачи эмиттерного повторителя,

R_вх.п – входное сопротивление эмиттерного повторителя.

Амплитуда выходного напряжения

. (9.19)

а б

Рис. 9.3

Нагрузка, подключенная к выходу эмиттерного повторителя, по сравнению с предыдущей схемой меньше сказывается на коэффициенте нелинейности, поскольку нагрузкой транзистора VT1 в данном случае служит входное сопротивление эмиттерного повторителя

. (9.20)

Из формулы (9.20) следует, что для повышения нагрузочной способности схемы следует увеличивать сопротивление резистора . Поэтому для обеспечения нормального режима эмиттерного повторителя при большой величине вводят дополнительный источник питания .

Если требуется получить коэффициент < 10%, используют токостабилизирующие нелинейные элементы в цепи заряда или разряда выходного конденсатора. Таким элементом является, например, транзистор, включенный по схеме ОБ. При заданном токе эмиттера const дифференциальное сопротивление коллекторного перехода транзистора составляет 1МОм и более. Таким образом, при изменении приложенного к транзистору напряжения ток через транзистор практически постоянен.

Схема генератора падающего напряжения с транзисторным стабилизатором тока в цепи разряда конденсатора и временные диаграммы входного и выходного напряжений приведены на рис. 9.4, а, б. В исходном состоянии коммутирующий транзистор VT1 открыт и насыщен. Условие насыщения транзистора VT1 имеет вид или

. (9.21)

В коллекторной цепи токостабилизирующего транзистора VT2, находящегося в активном режиме, протекает ток .

Так как транзисторы VT1 и VT2 соединены последовательно, то и через транзистор VT1 протекает ток

.

Таким образом, в исходном состоянии схемы конденсатор С заряжен до уровня

. (9.22)

а б

Рис. 9.4

.При запирании транзистора VT1 скачком напряжения потенциал на конденсаторе скачком измениться не может. Поэтому в момент времени ток через конденсатор скачком (если пренебречь переходными процессами при переключении транзистора VT1) возрастает от нуля до значения

. (9.23)

Затем конденсатор С разряжается через транзистор VT2. Изменение тока разряда С за время действия входного импульса связано с изменением напряжения на коллекторе VT2 и с выходным сопротивлением rк транзистора, включенного по схеме ОБ:

. (9.24)

Из формул (9.23) и (9.24) получим

. (9.25)

Амплитуду выходного напряжения можно определить по формуле

. (9.26)

Подставляя (9.26) в (9.25), будем иметь

. 9.27)

По окончании входного импульса в момент транзистор VT1 быстро насыщается (здесь можно пренебречь переходными процессами при отпирании транзистора VT1 ) и конденсатор заряжается с постоянной времени

. (9.28)

Таким образом, .

Построить ГЛИН можно и на основе ОУ. Для этой цели используют интегратор, выполненный на его основе, схема устройства приведена на рис. 9.5, а.

а б

Рис. 9.5

В момент времени подается импульс отрицательной полярности, ключ, выполненный на основе транзистора VT1, размыкается, за время формируется линейно-изменяющееся напряжение, по окончании запускающего импульса в момент ключ открывается, конденсатор С разряжается, на выходе устанавливается близкое к нулю напряжение (рис. 9.5, б). Если операционный усилитель близок к идеальному (  , U_вх  0, i_вх  0), то

. (9.29)

Таким образом, заряд конденсатора осуществляется практически постоянным током . Коэффициент нелинейности стремится к значению , т.е. имеет очень малую величину.

Стабильность частоты генераторов. Высокая стабильность частоты генераторов часто необходима в устройствах как аналоговой, так и цифровой техники. Рассмотренные схемы генераторов обладают низкой стабильностью частоты. Стабильность частоты автогенераторов ограничивается нестабильностью параметров транзисторов, главным образом реактивных составляющих входного и выходного сопротивления и коэффициента передачи тока базы. Одним из способов стабилизации частоты является стабилизация напряжения питания. Стабильность частоты в широком диапазоне температур можно повысить применением схем термостабилизации и термокомпенсации режима.

О

Рис. 9.6

днако наибольшая стабильность может быть достигнута при использовании в качестве колебательной системы кварцевых пластин. При соответствующем изготовлении кварцевая пластина является одной из самых совершенных электромеханических колебательных систем. Кристаллический кварц обладает свойством пьезоэффекта, который заключается в том, что механическое воздействие приводит к появлению электрических зарядов на её поверхности, а при воздействии внешнего электрического поля её размеры меняются. Величина зарядов пропорциональна деформации, а знак меняется при замене растяжения сжатием. Кроме того, кварцевая пластина обладает рядом резонансных частот. Если частота колебаний приложенного напряжения близка к резонансной частоте кварца, то амплитуда колебаний и ток через пластину резко возрастают. Эквивалентная схема кварцевой пластины совместно с кварцедержателем имеет следующий вид (рис. 9.6),

Рис. 9.6

где – собственная емкость кварца;

– собственная индуктивность кварца;

r – сопротивление потерь в кварце;

С₀ – статическая ёмкость между электродами, которая зависят от размеров и диэлектрической проницаемости кварца.

Кварцевый резонатор обладает двумя резонансными частотами:

– частота последовательного резонанса; (9.30)

– частота параллельного резонанса;

. (9.31)

Разность частот и весьма мала, так как С₀ >> C_кв. В величину ёмкости С_экв входят ёмкости схемы, поэтому более стабильной является частота . Кварцевый резонатор настраивается на частоту с точностью порядка , характеризуется высокой добротностью Q, составляющей от нескольких миллионов до десятков миллионов, малым коэффициентом включения контура (10^-3…10^-5), что обусловливает высокую стабильность частоты автогенератора. Для обеспечения высокой стабильности (10^-6 и выше) применяется термостатирование кварца или всей схемы автогенератора. Кварц можно включить либо в цепь обратной связи, либо использовать в качестве индуктивности контура, либо в разрыв цепи контура (кварц в контуре). Наибольшее распространение получили схемы с включением кварца между базой и эмиттером или между коллектором и базой по трёхточечной схеме, в которой кварц служит в качестве индуктивности.

При работе цифровых схем часто возникает задача синхронизации моментов изменения или записи сигналов. Для этого можно воспользоваться любым известным генератором сигналов, в том числе построенным на одиночном транзисторе или операционном усилителе. Однако в этом случае потребуется специальное устройство преобразования выходного сигнала генератора к цифровым логическим уровням, используемым в разрабатываемой схеме. Намного проще использовать для построения генераторов цифрового сигнала логические элементы. Как известно из общей теории построения генераторов сигналов, для самовозбуждения генераторов необходимо выполнить два условия: баланс фаз и баланс амплитуд. Так как любые логические элементы обладают усилением, то для построения генераторов можно использовать как инверторы, так и схемы логического "И" и "ИЛИ". В некоторых случаях для построения генераторов используют триггеры. Распространённой схемой генераторов на логических элементах является схема мультивибратора. В этой схеме для реализации положительной обратной связи используются два инвертора. Схема мультивибратора приведена на рис. 9.7.

Рис. 9.7

Некоторые из возможных схем генераторов с кварцевой стабилизацией частоты на ОУ приведены на рис. 9.8, б, в. В автогенераторе (рис. 9.8, а) использован последовательный резонанс. Микросхемы DD1, DD2 типа 155ЛА7 выполняют функции усилителей. Для вывода их в активную область, в которой возможно «мягкое» возбуждение, они охвачены отрицательной ОС, введенной с помощью резисторов . Паразитное возбуждение микросхем устранено с помощью конденсаторов , С₂. Так как ЛЭ 155ЛА7 имеют открытый коллектор, то в цепи выходов микросхем включены резисторы R₄, . Конденсатор С₃ введен для гальванической развязки выхода DD1 и входа DD2. По существу микросхемы DD1 и DD2 представляют собой усилитель переменного тока, который не инвертирует входной сигнал. Положительная обратная связь, наблюдаемая на частоте последовательного резонанса кварцевого резонатора, приводит к появлению автоколебаний. Так как добротность резонатора очень велика, то при К_у, существенно большем единицы, автоколебания имеют синусоидальную форму. При очень большом К_у форма выходного напряжения отличается от синусоидальной, что не сказывается на стабильности частоты.

Автогенератор (см. рис. 9.8 , б) отличается от генератора (см. рис. 9.8 , а) только тем, что в нем в качестве усилителя применен ОУ. Верхняя частота, на которой возможно устойчивое самовозбуждение такого генератора, обычно не превышает нескольких сотен кГц.

В генераторе (рис. 9.8, в) используется параллельный резонанс. Кварцевый резонатор включен в цепь отрицательной ОС. На частоте параллельного резонанса кварцевого резонатора резко возрастет. Глубина отрицательной ОС уменьшается, а положительной – остается неизменной. Если результирующее значение обратной связи окажется положительным и К_у > 1, то автогенератор возбудится. Ограничение амплитуды автоколебаний осуществляется за счет выхода ОУ в нелинейную область.

Рис. 9.8

Кроме резонаторов из кварца, ранее выпускались резонаторы из ниобата лития (с маркировкой РН или РМ), танталата лития (с маркировкой РТ) и из других пьезоэлектриков. Кварцевые резонаторы изготавливали на основную частоту 20…22 МГц (для работы на более высоких частотах используются механические гармоники). Зарубежные предприятия выпускали кварцы с основной частотой 35 МГц.

В настоящее время осваиваются резонаторы в виде так называемой обратной мезаcтруктуры, работающие на объемных колебаниях сдвига по толщине, у которых частота первой гармоники достигает 250 МГц.

Технология инвертирующих мезаструктур использует метод химического травления, позволяющий выборочно удалить кварц из центра подложки и получить по ее краям несколько утолщенную кольцеобразную зону. Чем тоньше центральная часть, тем выше частота первой гармоники, – внешнее кольцевое утолщение облегчает монтаж кристалла.

Кварцевые генераторы широко используются в многочисленных цифровых устройствах, измерительной технике, автоматике и радиотехнике, когда нужно получить повышенную точность и стабильность частоты

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

История развития электронных приборов составляет отрезок времени около сотни лет. Первый ее период связан с эпохой создания вакуумных ламп и с появлением несколько позже газоразрядных приборов. На их основе были разработаны электронные устройства, а затем долгие годы происходило их совершенствование.

Основным показателем совершенства электронной аппаратуры является плотность упаковки, т. е. количество элементов схемы в 1 см³ действующего устройства. Если, например, основным элементом электронного устройства являются лампы, то можно достигнуть плотности около 0,3 эл/см³. С учётом этого для размещения современной ЭВМ потребуется объём в несколько тысяч кубических метров. Кроме того, нужные мощные источники питания такой машины.

Создание в конце 40-х годов первых полупроводниковых элементов (диодов и транзисторов) привело к появлению нового принципа конструирования электронной аппаратуры – модульного. Основой при этом является элементарная ячейка-модуль, стандартный по размерам, способу сборки и монтажу. При этом плотность упаковки возросла до 2,5 эл/см³.

Дальнейшее совершенствование полупроводниковых приборов, резисторов, конденсаторов и других элементов, уменьшение их размеров привело к созданию микромодулей. Плотность упаковки при этом превышала 10 эл/см³. Микромодули завершили эпоху транзисторной электроники и привели к возникновению интегральной электроники или микроэлектроники. В схемотехническом отношении интегральная электроника часто не отличается от транзисторной, так как в интегральной схеме можно выделить все элементы принципиальной схемы устройства, но размеры этих элементов очень малы (примерно 0,5 – 1 мкм). Технология изготовления интегральных схем позволила резко повысить плотность упаковки, доведя её до тысяч элементов в 1 см³.

Современные устройства схемотехнической электроники имеют время задержки 10^-9 … 10^-10 с/вентиль и максимальную скорость обработки информации 10⁹ … 10¹⁰ оп/с. Такие характеристики недостаточно эффективны для обработки больших массивов информации в реальном масштабе времени, решения задач искусственного интеллекта и т.п.

Одним из альтернативных путей дальнейшего развития электроники по отношению к классическому схемотехническому направлению может являться использование динамических неоднородностей в качестве носителя информации при обработке больших её массивов (функциональная электроника). В устройствах функциональной электроники массив информационных сигналов может быть обработан целиком, а не в виде отдельных битов информации, как в схемотехнической электронике. При этом возможна обработка информации в аналоговой и цифровой формах одновременно. Все это позволяет достигнуть производительности более 10¹⁵ оп/с. Различны также функциональные возможности устройств схемотехнической и функциональной интегральной электроники.

Важным свойством устройств функциональной электроники является использование в процессах обработки информации элементарных функций высшего порядка, примерами которых являются фурье – преобразование, операции свертки, корреляции и автокорреляции, управляемая задержка и фильтрация информационных сигналов, их когерентное сложение и ответвление (деление), комбинированная обработка сигналов и т.д. Поэтому устройство функциональной электроники может рассматриваться как процессор, одновременно обрабатывающий большой объём информации.

Имеются достаточные основания считать, что последующее развитие электронных приборов и устройств пойдет по пути не только дальнейшей микроминиатюризации (нанотехнология) классической схемотехнической электроники, но и развития функциональной электроники, способной решить сложные вопросы обработки больших массивов информации в реальном масштабе времени.

ЛИТЕРАТУРА

1. Опадчий, Ю. Ф. Аналоговая и цифровая электроника / Ю. Ф. Опадчий, О. П. Глудкин, А. И. Гуров. – М.: Горячая Линия – Телеком, 1999. – 768 с.

2. Миловзоров, В. П. Элементы информационных систем: Учеб. пособие для вузов / В. П. Миловзоров. – М.: Высш. шк., 1989. – 439 с.

3. Волович, Г. И. Схемотехника аналоговых и аналого-цифровых устройств / Г. И. Волович. – М.: Изд. дом «Додека – XXI», 2005. – 528 с.

4. Гусев, В. Г. Электроника: Учеб. пособие для вузов / В. Г. Гусев, Ю. М. Гусев. – М.: Высш. шк., 1991. – 790 с.

5. Бойко, В. И. Схемотехника электронных систем. Аналоговые и импульсные устройства / В. И. Бойко [и др]. – СПб.: БХВ – Петербург, 2004. – 496 с.

6. Преснухин, Л. Н. Расчет элементов цифровых устройств / Л. Н. Преснухин [ и др]. – М.: Высш. шк., 1991.– 526 c.

7. Лачин, В.И. Электроника: Учеб.– Пособие / В. И. Лачин, Н. С. Савелов. – Ростов н/Д: Феникс, 2002.– 576 с.

8.Титце, У. Полупроводниковая схемотехника / У. Титце, К. Шенк. Пер с нем – М.: Мир, 1982.– 512 с.

9. Изъюрова, И. Г. Расчет электронных схем/ И. Г. Изъюрова [и др]. ‑ М.: Высш. шк., 1987.– 335 c.

8. Дробот, С. В. Практикум по курсу "Электронные приборы" для студ. всех спец. БГУИР / С. В. Дробот, В. А. Мельников, В. Н. Путилин. – Минск.: БГУИР, 2003. – 179 с.

9. Ткаченко, Ф. А. Техническая электроника / Ф. А. Ткаченко. – Минск.: Дизайн ПРО, 2000. – 351 с.

10. Валенко, В. С. Электроника и микросхемотехника / В. С. Валенко, М. С. Хандогин. – Минск: Беларусь, 2000. – 325 с.

11. Ерофеев, Ю. Н. Импульсная техника / Ю. Н. Ерофеев. − М.: Высш. шк., 1989.– 391 c.

12. Цифровые интегральные микросхемы. Справочник./ М. И. Богданович, и др. – Минск.: Полымя, 1996.– 605 c.

13. Угрюмов, Е. П. Цифровая схемотехника/ Е. П. Угрюмов.: БХВ – Петербург, 2004. – 528 с.

14. Федорков, Б. Г. Микросхемы ЦАП и АЦП: функционирование, параметры и применение / Б. Г. Федорков, В. А. Телец. – М.:Энергоатомиздат, 1990. – 320 с.

Св. план 2009, поз. 99

Учебное издание

Бельский Алексей Якимович