4.1 Рівномірне квантування

Квантування називається рівномірним у тому випадку, якщо крок квантування залишається постійним у припустимих межах можливих амплітудних значень сигнал ∆= const.

На рис. 4.1, а наведена амплітудна характеристика квантуючого пристрою U_ВИХ=f(U_ВХ) з рівномірним кроком квантування.

Амплітудна характеристика має дві характерних ділянки: зону квантування й зону обмеження. Для першої ділянки характерно саме квантування вхідних сигналів, і їхня величина U_ВХ визначається межею

- U₀ ≤U_ВХ ≤U₀.

У деякі моменти часу вхідний сигнал може перевищити значення U₀, тобто | U_BX| > | U₀|. У цьому випадку відбудеться обмеження максимальних миттєвих значень сигналу. Відповідно до цього крім шумів квантування розрізняють ще й шуми обмеження, які викликаються обмеженням максимальних миттєвих значень сигналу. Звичайно рівень сигналу на виході каналів систем ИКМ вибирається так, щоб з урахуванням статистичних характеристик сигналу ймовірність перевищення |U_МАКС.| >|U₀| була досить малою, тому основними у системах ІКМ є шуми квантування, а не шуми обмеження.

Середня потужність шумів квантування при рівномірному кроці квантування Р_Ш.КВ= ∆²/12, де ∆ - крок квантування.

При рівномірному квантуванні відносна помилка квантування залежить від величини відліку вхідного сигналу. Як показано на 4.1, б, для першого відліку сигналу максимальна помилка квантування становить 1/8, а для другого —1/2. Тому недоліком рівномірного квантування є те, що відносне значення помилки квантування велике для слабких сигналів і зменшується зі збільшенням рівня сигналу. Для вибору числа рівнів рівномірного квантування необхідно знати, як змінюється середня потужність абонентських сигналів на вході системи передачі.

Відомо, що середня потужність телефонного сигналу є випадковою величиною й змінюється із часом як для одного абонента, так і при зміні абонентів через різну довжину (довжини) абонентських ліній.

При визначенні числа рівнів квантування потрібно орієнтуватися на припустиму помилку квантування для найбільш віддалених абонентів, телефонні сигнали яких мають найменшу середню потужність. Звичайно вважають, що для виконання прийнятої норми по відношенню сигнал-шум квантування для 99,7 % всіх абонентів необхідне число рівнів при рівномірному квантуванні повинне бути М_кв = 512...2048, що вимагає дев'яти-десяти розрядів кодової групи.

Таким чином, розмах середніх потужностей абонентських сигналів приводить до істотного збільшення числа рівнів рівномірного квантування, що істотно ускладнює апаратуру й приводить до значного збільшення швидкості цифрового потоку групового цифрового сигналу.

Зазначені недоліки рівномірного квантування можуть бути усунуті:

- забезпеченням автоматичного регулювання рівнів середньої потужності абонентських сигналів у кожному з каналів з метою приведення до мінімуму їхнього розмаху амплітуди, що істотно ускладнить апаратуру;

- нерівномірним квантуванням.

4.2 Нерівномірне (нелінійне) квантування.

Для вирівнювання відносної помилки квантування при зміні середньої потужності абонентського сигналу в широких межах і відповідно зменшення кількості кроків квантування застосовують нерівномірне квантування.

Рисунок 4.2 Нерівномірне квантування

При нерівномірному квантуванні крок квантування змінюється в допустимих межах амплітудних значень квантуючих сигналів, зростаючи із збільшенням рівня сигналу. Абсолютна помилка квантування зростає із збільшенням рівня сигналу, але її відносне значення, тобто відношення сигнал-помилка, не змінюється.

Використання нерівномірного квантування дозволяє вирівнювати відношення сигнал-помилки квантування по всьому діапазону середніх потужностей вхідних амплітудних сигналів, і, як висновок, скоротити кількість кроків квантування в 2…4 рази в порівнянні з рівномірним квантуванням до М_кв = 128…256, що потребує семи-восьми розрядів кодової групи.

Нерівномірна амплітудна характеристика квантуючого пристрою може бути реалізована такими способами:

-        цифровим компандуванням,

-        нелінійним кодуванням і декодуванням.

Кодування.

При кодуванні однополярних АІМ сигналів, які одержуються при дискретизації однополярних аналогових сигналів, з постійною складовою (телевізійних, передачі даних) використовується простий натуральний двійковий код.

Телефонні сигнали, сигнали звукового мовлення являються двохполярними, при їх дискретизації одержують послідовність різнополярних імпульсів. Для кодування різнополярних імпульсів використовують симетричний двійковий код. В симетричному двійковому коді 1 або 0 в старшому розряді визначає полярність кодуємого імпульсу ( 1 – позитивний відлік сигналу, 0 – негативний). Кодова група після старшого розряду визначає кількість кроків квантування в позитивній або негативній області сигналу. Наприклад, кодова група 1101101 визначає позитивний імпульс величиною в 45 кроків квантування, а кодова група 0101101 – негативний імпульс такої ж величини.

Перевагою натурального і симетричного двійкових кодів є можливість їх реалізації за допомогою простих кодерів, а недоліком –порівняно низький захист від перешкод, тому що при різній вазі розрядів пропадання одного імпульсу з більшою вагою призводить до значних викривлень сигналу.

Наприклад, в кодовій комбінації, яка приймається, 1101101 виникає помилка в шостому розряді і приймається комбінація у вигляді 1001101, помилка буде дорівнювати 2⁵= 32 умовних кроків квантування.

Двійкові коди в часі їх появлення розділяються на паралельні, якщо сигнали кодової групи з’являються одночасно, і послідовними, якщо сигнали кодової групи з'являються послідовно в часі, розряд за розрядом.

 

Перетворення сигналів з аналогової в цифрову форму суттєво збільшують їх захист від перешкод при передачі, тому що приймач повинен реєструвати два стани сигналу що передається: або його наявність (прийом одиниці), або його відсутність (прийом нуля). Однак покращення захисту від перешкод супроводжується суттєвим розширенням смуги частот сигналу що передається. Розглянемо часові діаграми утворення групового сигналу з часовим РК і цифрового ІКМ сигналу.(рис. 4.3). Згідно з теоремою Котельникова період дискретизації між двома сусідніми відліками сигналу першого каналу Т_д ≤ 1/2F_в. Проміжок часу між двома відліками сусідніх каналів залежить від кількості з’єднаних каналів і визначається як Т_к = Т_д/ N, де N-кількість з’єднаних каналів. Проміжок часу між двома сусідніми імпульсами кодової групи, яка називається тактовим періодом, залежить від кількості розрядів кодової групи m і визначається як

Т_т = Т_к / m = Т_д / N m.

Частота слідування імпульсів групового цифрового сигналу називається тактовою частотою F_т = 1 / Т_т = F_дNm. З тактовою частотою пов’язане таке поняття, як швидкість передачі цифрової інформації, яка визначається як кількість переданих двійкових знаків (біт) за секунду (біт/с). Якщо за 1с передається 1000 двійкових знаків (одиниць і нулів), то можна сказати, що швидкість передачі цифрового потоку В = 1000 біт/с або 1 Кбіт/с. Швидкість передачі в кілобітах за секунду відповідає F_т в кілогерцах (кГц). Наприклад, тактова частота цифрового сигналу апаратури ІКМ-30 дорівнює 2048 кГц. Це означає, що швидкість цифрового потоку дорівнює 2048 Кбіт/с або 2,048 Мбіт/с.

Для ЦСП ширина смуги частот лінійного тракту при допустимих спотвореннях цифрового сигналу приблизно визначається як ∆ f_ікм = F_т тобто ∆f _ікм = F_gN m.

Можна порівняти смуги частот, які потрібні для передачі сигналів в системах з ЧРК і з ІКМ. В системах з ЧРК ∆f_чрк = 4N, а в системах з ІКМ відповідно ∆f _ікм в 2m рази більше, тобто при m = 7…8 ширина потрібної смуги частот ЦСП в 14…16 разів більше, ніж в аналогових системах з ЧРК.

Основи побудови кінцевої станції ІКМ-ЧРК і часового циклу передачі.

Повідомлення U₁(t),U₂(t)…U_N(t) від 1,2,…N абонентів через фільтри нижніх частот Ф поступають на канальні амплітудно-імпульсні модулятори АІМ (ключі). За допомогою АІМ модуляторів здійснюється дискретизація передаваємих сигналів в часі і формування групового АІМ сигналу (Гр. АІМ пер). Керуючий роботою АІМ послідовності керуючих канальних імпульсів, які поступають від генераторного обладнання передачі (ГО). На АІМ модулятори каналів канальні імпульси подаються почергово, при цьому тривалість кожного імпульса складає приблизно 125/2N мкс, а період проходження – 125 мкс. Груповий АІМ сигнал поступає на кодуючий пристрій – кодер, який одночасно з кодуванням здійснює операцію квантування по рівню.

Сигнали управління і взаємодії СУВ, які передаються по телефонним каналам для управління приладами станцій АТС, поступають в передавач СУВ (Пер.СУВ), де вони дискретизуються імпульсними послідовностями СУВ, які надходять від ГОпер. В результаті формується груповий сигнал передачі СУВ (Гр.СУВ).

В пристрої об’єднання (ПО) групові сигнали або, як їх часто називають, цифрові потоки, які надходять від кодера, передавача СУВ (Пер.СУВ), а також передавача синхросигналів (Пер.СС), об’єднуються, утворюючи так званий ІКМ сигнал. Тут формується діаграма часових циклів системи, визнаючих порядок надходження циклів у зверхциклі і кодових груп в циклі передачі.

Цикли Ц1,Ц2…Цs, кожний тривалістю 125 мкс, об’єднуються в так звані зверхцикли, які проходять один за одним. Об’єднання циклів у зверхцикли необхідно для одержання потрібної кількості каналів передачі СУВ, організовованих, як правило, на визначених імпульсних позиціях або в визначеному канальному інтервалі циклу передачі. Як правило, за один цикл передають СУВ одного або двох каналів, тоді для передачі всіх N каналів потрібно N або N/2 циклів, об’єднаних у зверхцикл. Кожний цикл зверхциклу (цикл-це набір двійкових сигналів всіх каналів, взятих по одному разу) складається із N канальних інтервалів (КІ): КІ 1, КІ 2…КІ N, куди можуть входити і додаткові канальні інтервали, необхідні для передачі сигналів синхронізаціі (СС), каналів передачі СУВ і інших допоміжних сигналів.

Кожний КІ представляє собою m – розрядну кодову групу, в розрядах Р1, Р2…Рm якої передаються двійкові символи (імпульси або пропуски), які представляють собою закодовану в двійковому коді передаючу інформацію відповідного каналу. Діаграма часового циклу визначає часовий режим системи передачі з ІКМ, тому вона є важливою її характеристикою.

Швидкість передачі ІКМ сигналу визначається тактовою частотою системи: F_т = mNF_д, де m- розрядність кодової групи, N- кількість каналів в системі, включаючи канальні інтервали для передачі синхросигналів, СУВ та інших службових сигналів, F_д- частота дискретизації каналу ТЧ. Необхідна швидкість і послідовність роботи передаючих пристроїв системи передачі забезпечується задаючим генератором ЗГ і пристроями ГО_пер. Зформований ІКМ сигнал представляє собою набір однополярних двійкових символів, імпульси яких завжди мають одну, наприклад, позитивну полярність. При передачі по лінії зв’язку такий сигнал підлягає значним спотворенням і швидко затухає, тобто дальність передачі такого сигналу невелика. Тому перед передачею в лінію однополярний ІКМ сигнал перетворюється в біполярний лінійний ІКМ сигнал. Це відбувається в перетворювачі коду передачі ПК_пер.

В процесі передачі по лінії зв’язку ІКМ сигнал періодично відновлюється (регенерується) лінійними регенераторами РЛ. На прийомі сигнал відновлюється станційним регенератором РС.

Процес обробки сигналів, тобто процес прийому, перетворення, розділення і одержання початкового сигналу на приймальній станції носить зворотній характер. Спочатку ІКМ сигнал із біполярного знов перетворюється в однополярний, із якого пристрій виділення тактової частоти ВТЧ виділяє тактову частоту системи, яка використовується для роботи ГО_пр. Цим забезпечується рівність швидкостей обробки сигналів на передаючій та приймальній кінцевих станціях. Правильне розділення сигналів телефонних каналів і каналів передачі СУВ забезпечується приймачем синхросигналів (Пр.СС).

Пристрій розділення ПР розділює цифрові потоки СУВ і телефонних каналів. Приймач групових СУВ (Пр.СУВ), який управляється імпульсними послідовностями СУВ, які подаються з ГО_пр, розподіляють СУВ по телефонним каналам, а декодер перетворює груповий ІКМ сигнал в АІМ сигнал (Гр.АІМ). Послідовності управляючих канальних імпульсів почергово відкривають часові селектори каналів (ЧС), забезпечуючи виділення відліків свого каналу із групового АІМ сигналу. Відновлення початкового (безперервного) сигналу із послідовності його відліків здійснюється за допомогою фільтра нижніх частот Ф.

Амплітудно - імпульсні модулятори і часові селектори.

Амплітудно-імпульсні модулятори ЦСП здійснюють дискретизацію аналогових сигналів в тракті передачі. Часові селектори ЧС розподіляють на прийомі імпульси групового АІМ сигналу по входах трактів низькочастотних закінчень каналів (НЗК). Для побудови таких пристроїв застосовуються швидкодіючі електронні ключі, які управляються імпульсною напругою, так званою імпульсною несучою. Параметри модуляторів і часових селекторів визначають параметри каналів і впливають на рівень шумів. До амплітудно-імпульсних модуляторів і часових селекторів пред’являються надто високі вимоги по швидкості і лінійності амплітудної характеристики в широкому діапазоні частот вхідного сигналу. Від їх швидкодії залежить рівень перехідної перешкоди між каналами, а від лінійності амплітудної характеристики-нелінійних викривлень. До АІМ та ЧС пред’являються однакові вимоги, тому по схемній реалізації вони не відрізняються.

Кодери і декодери з лінійною шкалою квантування.

Кодер з лінійною (рівномірною) шкалою квантування називається лінійними, а з нелінійною (нерівномірною) шкалою квантування – нелінійним. Аналогічне визначення відноситься і до декодерів. Переваги нерівномірного квантування відмічались в п.4.1.2, тому в ЦСП з ІКМ застосовується кодери і декодери з нелінійною шкалою.

Тому спочатку буде розглянутий принцип побудови і роботи кодерів з лінійною шкалою квантування.

За принципами дії кодери діляться на три основні групи: лічильного типу, зважувального типу і матричні. Найбільш просто двійкове кодування здійснюється в кодерах зважувального типу. Принцип роботи таких кодерів полягає в урівноважуванні відліків, які кодуються, еталонними струмами або просто еталонами з визначеною вагою (значенням). Кодування в цьому випадку можна представити як процес поетапного зважування на чашечках вагів, обладнаних показниками “більше-менше”. На одну чашу вагів вміщується відлік, який кодується, а на другу послідовно установлюють еталони (гирі), починаючи з еталона найбільшої ваги. На кожному із етапів (тактів) зважування по показнику “більше-менше” приймають відповідне рішення: якщо відлік важчий за еталон, то останній залишають на чаші вагів і додають еталон наступної меншої ваги. В супротивному випадку перший еталон знімають і встановлюють еталон меншої ваги. Очевидно, що по закінченні зважування відлік буде врівноважений еталонами, сума яких з точністю до еталона найменшої ваги буде дорівнювати “вазі” відліку. Значення еталона найменшої ваги і буде максимально можливою помилкою квантування. Якщо результат кожного із етапів зважування записати, відмічаючи одиницею залишений еталон на чаші вагів, а нулем його знімання, то по закінченні зважування одержимо запис ваги відліку в двійковому коді.

Процес декодування (відновлення амплітуди відліку) в цьому випадку може бути представлений як сума еталонних “гир” з ваговими значеннями тих розрядів, де в кодовій комбінації є одиниці. Розглянемо принцип побудови кодеру з лінійною шкалою квантування, коли кодуються однополярні позитивні імпульси. (рис.5.4)

Кодер складається із компаратора К, генератора еталонних струмів ГЕС, логічного пристрою ЛП, перетворювача кодів ПК.

Компаратор визначає знак різниці між амплітудами струмів сигналу який кодується І_с і сумою еталонних струмів І_ет, І_с – І_ет. Якщо в момент такту кодування ця різниця позитивна, тобто І_с > I_eт, то на виході компаратора (точка 3) формується 0 (пропуск), в супротивному випадку, тобто при І_с<І_ет, формується 1 (імпульс).

Логічний пристрій служить для запису рішень компаратора після кожного такту кодування і управління роботою ключів Кл₁…Кл₇. Перетворювач коду перетворює паралельний код в послідовний, формуючи вихідний ІКМ сигнал. Управління роботою вузлів кодера здійснюється сигналами, які поступають від ГО системи передачі.

Приймемо крок лінійного квантування ∆, тоді значення еталонних струмів буде ∆, 2∆, 4∆,…2^m-1∆, де m – розрядність кодової комбінації. Структура кодової групи формується на виходах 1,2,…m логічного пристрою. Розглянемо принцип формування 7-розрядної кодової групи. Перед початком кодування всі виходи ЛП встановлюються в стан 0. В моменти, попередні такту кодування всі виходи ЛП послідовно, починаючи з першого, переводяться в стан 1. Рішення компаратора цей стан зберігає, якщо в момент такту кодування на його виході формується 0; якщо на виході компаратора формується 1, вихід ЛП переводиться в 0. Стан виходу ЛП, відмічений як 1, означає замикання відповідного ключа або підключення еталонного струму визначеної ваги в точку підсумовування еталонних струмів (в хід 2 компаратора). Стан 1 виходу ЛП замикає Кл₁, другого виходу – Кл₂,…сьомого виходу – Кл₇. Наприклад, кодується позитивний відлік з амплітудою І_с = 105.3 ∆. Кодування такого відліку утворюється 7 – розрядною кодовою групою, що дозволяє закодувати 128 рівнів. Для цього використовуються сім еталонних струмів з умовними вагами ∆, 2∆, 4∆…64∆.

Відлік, який кодується І_с, подається на перший вхід (1) кампаратора, цикл кодування починається з встановлення першого виходу ЛП в стан 1 або замикання ключа Кл₁. Оскільки різниця І_с – І_ет > 0, то в першому такті кодування на виході компаратора буде сформований 0, стан першого виходу ЛП 1 зберігається і, в стан 1 переводиться другий вихід ЛП. В результаті значення підсумку еталонних струмів перед початком другого такту дорівнює 96∆.

Незважаючи на збільшення еталонного струму, нерівність І_с > І_ет зберігається. Тому у другому такті на виході компаратора знову буде сформований 0, стан другого виходу ЛП зберігається, а стан третього виходу ЛП переводиться в 1. В результаті підсумкове значення еталонних струмів перед початком третього такту становить 112∆. Це перевищує значення амплітуди відліку І_с – І_ет < 0, що кодується, і в третьому такті кодування на виході компаратора буде сформована 1. При запису в ЛП ця одиниця змінить стан третього виходу з 1 на 0, розімкнеться Кл₃ і відключить струм 16∆, а вихід 4 буде переведений в стан 1. Тепер сума еталонів буде дорівнювати 104∆ (64+32+8), що менше значення І_с. В четвертому, п’ятому, шостому і сьомому тактах кодування будуть підключатися еталонні струми 4∆, 2∆, ∆. Послідовність рішень компаратора в процесі кодування має вигляд 0010110.

Після закінчення сьомого такту кодування на виходах ЛП буде сформована комбінація 1101001, яка представляє в паралельному 7-розрядному двійкового коді величину відліку 105∆, що кодується. Помилка квантування в цьому випадку буде дорівнювати 0,3∆. По мірі формування кодової комбінації перетворювач кодів перетворює її в послідовність двійкових символів, які представляють собою вихідний сигнал кодеру. Після закінчення кодування сигнали, які поступають від ГО, переводять вузли кодера в початковий стан, готуючи його до кодування наступного відліку. Процес кодування двохполярних сигналів аналогічний, але в цьому випадку потрібні два ГЕС для кодування позитивних і негативних значень амплітуди відліку. При необхідності кодування 128 позитивних і 128 негативних рівнів потрібна 8-розрядна кодова комбінація, причому перший розряд буде кодувати полярність сигналу. При кодуванні двохполярних сигналів по тому ж принципу, як і однополярні сигнали, виникає така ситуація. Кодуючи І_с = 105,3∆ і порівнюючи з першим еталоном 64∆, одержуємо 105,3∆ – 64∆ > 0. Цей еталон залишається включеним. Порівнюючи тепер І_с = -105,3∆ з першим еталоном –64∆, одержуємо –105, 3∆ - (-64∆) < 0. Еталон при цьому виключається. Для усунення даного недоліку при кодуванні негативних значень амплітуди відліків на виході компаратора включається інвертор, і значення сигналів на виході компаратора будуть інвертуватися.

Процес декодування проводиться в порядку, зворотньому процесу кодування. Декодер складається із перетворювача коду ПК, логічного пристрою ЛП, генераторів еталонних струмів ГЕС.

Спочатку 8-розрядна кодова група прийнятого ІКМ сигналу за допомогою перетворювача коду перетворюється в паралельну кодову групу символів, яка формується на виходах 1 – 8 ПК. Згідно з прийнятою кодовою комбінацією ЛП виробляє сигнали управління, які вмикають ключі еталонних струмів відповідних розрядів. Вмикаються ключі тих розрядів, де на виході ЛП мають місце 1. В симетричному двійковому коді перший розряд визначає полярність джерела еталонних струмів. В цьому випадку 1 вмикає позитивне джерело еталонних струмів, а 0 через інвертор вмикає негативне джерело еталонних струмів (відповідно Еет, - Еет ).

перетворення сигналів.

 

Генераторне обладнання ЦСП

Генераторне обладнання ЦСП виробляє набір імпульсних послідовностей, які використовуються для управління функціональних вузлів апаратури, синхронізації відповідних вузлів кінцевих і проміжних станцій, а також для визначення порядку і швидкості обробки сигналів в трактах передачі і прийому. Структура побудови ГО багато залежить від принципів формування групового ІКМ сигналу і місця конкретної системи в типовій ієрархії ЦСП.

  Структура керуючих сигналів, які виробляються ГО, визначається структурою циклу і зверхциклу передачі. При формуванні циклу і зверхциклу визначається тактова частота первинного цифрового потоку Fт = 2048 кГц. Через те, що кожний символ цифрового потоку займає половину тактового інтервалу, то необхідна послідовність імпульсів з частотою слідування Fт і скважністю q=2. Всі останні керуючі імпульсні послідовності можуть бути зформовані шляхом ділення тактової частоти.

Структурна схема ГО первинної ЦСП представлена на рис.5.12. На виході задаючого генератора формується гармонічний високостабільний сигнал з частотою, яка дорівнює тактовій, або кратна їй. Формувач тактової послідовності ФТП виробляє основну імпульсну послідовність з частотою надходження Fт. Імпульси тактової послідовності використовуються при виконанні операцій кодування і декодування, формуванні і обробці лінійного сигнала.

Розподілювач розрядний (дільник розрядний) РР формує m імпульсних послідовностей Р1, Р2,... Рm. Кількість розрядних імпульсів, формуючих РР, дорівнює кількості розрядів в кодовій комбінації. При m = 8 частота надходження Fp=Fт/=256 кГц. Ці імпульсні послідовності використовуються для правильного визначення кожного розряду комбінації, при виконанні операцій кодування і декодування, при формуванні групового цифрового сигналу, коли необхідно виділити часові інтервали для передачі відповідних позицій синхросигналу, СУВ, службових сигналів.

Розподілювач канальний РК (дільник канальний) формує керуючі канальні імпульсні послідовності КІО, КІ І,…КІn, де n – кількість канальних інтервалів в циклі. Частота надходження КІ дорівнює частоті дискретизації і при 32 канальних інтервалах Fk = Fp/n = 8 кГц. Якщо ці імпульси використовуються для фіксації канальних інтервалів в груповому ІКМ сигналі, то їх тривалість повинна бути рівною тривалості канального інтервалу. При використанні цих імпульсів для керування ключовими пристроями, які формують АІМ сигнал на передачі, і розподілення групового АІМ сигналу по каналах на прийомі їх тривалість повинна бути меншою.

Розподілювач цикловий РЦ (дільник цикловий) служить для формування циклових імпульсних послідовностей Цо, Ц … Цs, де s – кількість циклів в зверхциклі. Частота надходження одноіменних циклових імпульсів при s = 16 дорівнює Fц = Fk / S = 500 Гц. Для забезпечення синхронної і синфазної роботи передаючої і приймальної станцій в ГО приймальної станції замість ЗГ використовується виділювач тактової частоти системи пристроїв тактової синхронізації.

Для підстройки генераторного обладнання по циклах і зверхциклах використовуються сигнали “Установка по циклу”, “Установка по зверхциклу”. Це дає можливість підстроювати ГО однієї станції в режим циклової і зверхциклової синхронізації з ГО другої станції. По сигналу “ Установка по циклу” розрядний розподілювач починає роботу з першого розряду, а розподілювач канальний з першого КІ. По сигналу “Установка по зверхциклу” розподілювач цикловий починає роботу з першого циклу. Часові диаграми, представлені на рис. 5.13, пояснюють формування імпульсних послідовностей на виходах РР, РК, РЦ. В даному випадку код 8 – розрядний, канальних інтервалів в циклі – n, циклів в зверхциклі – s.

На вхід РР поступають тактові імпульси з частотою Fт. Розподілювач формує вісім розрядних імпульсів Р1…Р8, де кожний розрядний імпульс зсунений відносно наступного на тактовий інтервал. Інтервал надходження одноіменних розрядних імпульсів Тp = 8Тt. На рис. 5.13 показане положення імпульсних послідовностей Р1-8 (наприклад РІ) відносно тактових. Із будь-якої послідовністі Рm можна сформувати керуючі послідовності К10, К11, К12…, які визначають межі канальних інтервалів і їх часові положення. Розташування К1 відносно Р1…Р8 і Fт також видно з рис. 5.13. На рис. 5.13б показане розташування імпульсів керуючих послідовностей Ц1, Ц2….Цs відносно послідовностей К10… К1n, а на рис.5.13в – взаємне розташування Ц0, Ц1… Цs.

Генераторне обладнання передаючої і приймальної частини кінцевої станції виконується окремо. Різниця в побудові генераторного обладнання передаючої та приймальної станцій в джерелі тактової частоти. На передаючій станції цю частоту одержують від задаючого генератора з кварцевою стабілізацією частоти, а на приймальній станції – від виділювача тактової частоти (ВТЧ).

До задаючих генераторів цифрових систем передачі не пред'являються такі високі вимоги по стабільності частоти, форми вихідного сигнала, як до ЗГ аналогових систем передачі. В той же час вони повинні мати можливість перестроювати частоту в певних межах. Виконання суперечних вимог забезпечення стабільності частоти ЗГ (в режимі автогенератора) і реалізації певної смуги перебудови враховується при виборі схеми відповідної схеми ЗГ. Відповідно з рекомендаціями МККТТ відносна нестабільність частоти ЗГ повинна бути не гірше 10 , тому в ЗГ використовується кварцева стабілізація частоти.

Тактова синхронізація. Виділення тактової частоти.

Пристрої тактової синхронізації ПТС забезпечують синхронну роботу ГО приймальної та передаючої частин ЦСП. Тільки в цьому випадку ГО приймальної частини буде виробляти керуючі сигнали, які співпадають по частоті і часу з імпульсними послідовностями, які поступають в приймальне обладнання ЦСП із лінійного тракту, забезпечуючи тим самим правильне розподілення прийнятих імпульсів по канальним інтервалам і циклам і відповідно правильне декодування кодових комбінацій. Отже, основна задача ПТС- виключити розходження частот ГО передачі і прийому, або, в крайньому випадку, забезпечити невелику величину цього розходження. Як відомо, в аналогових системах передачі використовують для цього стабілазацію частоти ЗГ приймального і передаючого обладнання (наприклад, кварцову стабілізацію). Для цифрових систем передачі цього недостатньо.

Припустимо, що частота ЗГ первинної ЦСП Fзг = Fт = 2,048 МГц. Визначимо максимально допустиму відносну нестабільність частоти ЗГ: к = ∆Fзг.max / Fзгн, де Fзгн - номінальне значення Fзг, а ∆Fзг.max – максимальне відхилення частоти ЗГ від номінального значення. Очевидно, що в крайньому випадку керуючий розподілювальний імпульс може не співпадати по часовому положенню з реєструємим на величину, яка дорівнює тривалості одного символа, тобто половину тактового інтервала Т(2)в цьому випадку має місце несинхронність передаючого і приймального обладнання по символам. В найгіршому випадку при відхиленні частот ЗГ в різні боки від Fзгн на величину ∆Fзг max взаємне положення реєструючого і керуючого імпульсів повинно відрізнятися на ∆t < Т / 2 = 1(2Е тн). При цьому період Fт не повинний змінюватися більше чим на Т/4.

Припустимо, що в момент включення системи частота ЗГ передаючої і приймальної частин первинної ЦСП однакові і в подальшому розходяться. Визначимо, за який проміжок часу tnc при відносній нестабільності К частот ЗГ буде досягнене положення нестабільності (несинхронності) по символам. Так, при tnc = Т /4к = 1/4 Ет, то К = 1/4 Fт tnc ≈ 1/8 10 tnc. Якщо прийняти, що система буде виходити із стану синхронізму кожну годину (а це буде дуже погана система, тому що вихід із стану синхронізма по символам приводить до припинення зв”язку), то потрібна в цьому випадку відносна нестабільність частоти ЗГ повинна складати

К = 1/8 * 10 * 3,6 * 10 ≈ 3,7 * 10 , що буде недосяжним по технічним і економічним міркуванням.

Висновок, який надходить із вищеприведенних розрахунків: реалізація сучасних ЦСП без пристроїв тактової синхронізації неможлива.

В ЦСП до пристроїв тактової синхронізації пред'являються такі вимоги:

-        висока точність підстройки частоти і фази керуючого сигналу ЗГ приймальної частини,

-        малий час входження в синхронізм,

-        зберігання стану синхронізма при короткочасних перервах зв'язку.

Розрізнюють дві групи ПТС за методом використання синхросигналів. До першої групи відносяться пристрої з синхронізацією по спеціальному синхросигналу. Цей метод ускладнює побудову лінійного тракту ЦСП і генераторного обладнання, до тогож точність установи фази керуючих сигналів в більшості пов'язана з нелінійними викривляннями і нерівномірністю частотних характеристик лінійного тракту. До другої групи відносяться методи підстройки фази керуючих імпульсів під основний сигнал, який приймається. Таку підстройку можна здійснити або по спеціальним синхроімпульсам, або по робочим імпульсам (елементам кодових комбінацій цикла). Використання спеціальних синхроімпульсів знижує пропускну здібність системи, тому на практиці знайшов використання метод тактової синхронізації по робочим імпульсам. Цю групу ПТС можна розділити на дві підгрупи, які відрізняються методом виділення тактової частоти.

Основне використання в ЦСП з невеликою швидкістю передачі знайшли ПТС з резонансною системою для виділення тактової частоти. Перевага таких систем – простота реалізації і, як наслідок, покращення економічних показників системи, що є визначальним при реалізації ЦСП місцевих і зонових мереж. Недоліки ПТС такого типу: швидке пропадання тактової частоти при перервах зв'язку або при появі в приймаючому сигналі довгих серій пропусків (нулів); залежність стабільності виділеної тактової частоти і точністі фазирування ( від довжини серії нулів) характера кодових комбінацій і стабільності параметрів фільтра, виділювача тактової частоти, а також від швидкості передачі.

Більш складним є метод синхронізації з використанням пристроїв автопідстройки частоти генераторів тактової частоти приймального обладнання, який не має недоліків першого метода. Іноді ці два методи називають відповідно методам пасивної і активної фільтрації частоти. Пристрої тактової синхронізації з активною фільтрацією одержують все більше розповсюдження в ЦСП в зв'язку з їх перевагами і спрошенням питань реалізації на основі більш вдосконаленої елементної бази, яка забезпечується розвитком мікроелектроніки.

Сутність метода пасивної фільтрації тактової частоти складається в тому, що із вхідного цифрового сигналу за допомогою смугових фільтрів, резонансних контурів або вибіркових підсилювачів виділяється тактова частота. Частина ПТС, яка забезпечує виконання цих функцій, називається виділювачем тактової частоти.

 

 

Принцип виділення тактової частоти із спектру

випадкового сигналу.

 

          Розглянемо сутність резонансного метода. Відомо, що енергетичний спектр випадкової послідовності імпульсів із скважністю q > 1 має в своєму складі як безперервну Gн (f), так і дискретну Сg (f) складову. Дискретна частина енергетичного спектру представляє собою суму гармонік, кратних тактовій частоті ( частоті надходження імпульсів). Цей висновок можна зробити, не використовуючи складних математичних викладок, якщо представити випадковий двійковий сигнал U у вигляді суми регулярної однополярної послідовністі імпульсів і випадкової двохполярної послідовністі імпульсів.

Як відомо, регулярна послідовність імпульсів з тактовою частотою Fт має дискретний (лінійчатий) спектр Gg (t), в складі якого першою гармонікою виступає складова з частотою, яка дорівнює тактовій. Попутно відмітимо, що випадкова двохполярна послідовність імпульсів, як видно із малюнка, не може бути в свою чергу одержана як сума випадкової і регулярної складових і, отже, спектр такої послідовністі не має в своєму складі дискретних складових.

Очевидно, що перетворення двохполярної послідовністі в однополярну ( наприклад, використання випрямляючих пристроїв) дозволяє відновити дискретну частину спектра. Потрібно звернути увагу на те, що при лінійному сигналі, якщо він представляє собою випадкову послідовність імпульсів з частотою Fт і q = 1, енергетичний спектр такого сигналу взагалі не має в своєму складі дискретної частини спектру.

В кінцевій приймальній апаратурі при резонансному методі тактової синхронізації, як правило, замість ЗГ використовується ВТЧ, завдяки чому забезпечується жортске фазування керуючих імпульсних послідовностей передаючої частини системи. Виділений гармонічний сигнал частоти Fт перетворюється в основну керуючу імпульсну послідовність з частотою надходження Fт, із якої в ГО формують другі керуючі сигнали. Для формування тактових імпульсів використовуються спеціальні пристрої формування синхроімпульсів ФСІ.

   

 Циклова синхронізація.

Синхронізація приймальної і передаючої станцій по циклах забезпечує правильне декодування кодових груп і розподіл групового АІМ сигналу по відповідним приймачам каналів. Для забезпечення цієї синхронізації на початку кожного циклу в склад групового цифрового сигналу вводиться спеціальний синхросигнал, який представляє собою окремий імпульс або групу імпульсів певної комбінації.

До систем циклової синхронізації пред'являються такі основні вимоги:

-        час входження в синхронізм при первісному включенні апаратури в роботу і час відновлення синхронізму при його порушенні повинно бути мінімально можливим,

-        кількісь розрядів синхросигналу в циклі передачі при заданому часі відновлення синхронізму повинно бути мінімальним,

-        приймач синхросигналу повинен бути стійким до перешкод, що забезпечує більший середній час між збоями синхронізму.

При реалізації цих вимог доводиться вирішувати суперечні задачі. Ввод синхросигналу в груповий сигнал додатково до кодових груп інформації потребує збільшення швидкості передачі групового сигналу, а це збільшує смугу частот, яка передається по лінії. Якщо залишити швидкість передачі попередньою, то синхросигнал потрібно вводити замість частини інформаційних символів, а це зменшує пропускну здібність системи передачі. Аналогічні суперечності зустрічаються і при виборі кількості розрядів в синхросигналі. Зменьшення розрядів в синхросигналі підвищує пропускну здібність ЦСП, але збільшує час відновлення синхронізму, тому що зростає вірогідність появи аналогічних комбінацій в інформаційних символах. Збільшення розрядів в синхросигналі поліпшує роботу циклової синхронізації, але зменшує пропускну здібність ЦСП. Відмітимо основні розпізнавальні ознаки синхросигналу і способи його введення в груповий сигнал. Основними розпізнавальними ознаками синхросигналу є його періодичність або повторювання на одних і тих же позиціях в кожному циклі і постійність кодової комбінації. Ці властивості використовуються при виділенні синхросигналу на приймальній станції. Груповий цифровий сигнал каналів в силу випадкового характеру абонентських сигналів властивостями періодичності не володіє. По кількісті розрядів розрізнюють однорозрядні і багаторозрядні синхросигнали. Багаторозрядні синхросигнали розрізнюють по розподілу розрядів в циклі передачі: зосереджені і не зосереджені. Найбільше розповсюдження в ЦСП одержав спосіб передачі багаторозрядного зосередженого синхросигналу. Кодова комбінація синхросигналу повинна вибиратися такою, щоб вірогідність її появи при передачі інформаційних символів була найменьшою.

Система циклової синхронізації представляє собою сукупність пристроїв, які забезпечують синхронну роботу відповідних вузлів (розрядних і канальних розподілювачів) генераторного обладнання передаючої і приймальної станцій. На передаючій станції знаходиться пристрій формування і введення синхросигналу в груповий цифровий сигнал. Цей пристрій достатньо просто реалізується і розглядається конкретно для кожної системи. На приймальній станції знаходиться приймач синхросигналу, який забезпечує установлення синхронізму після включення апаратури в роботу, контроль за станом синхронізму в робочому режимі, виявлення збою синхронізму і його відновлення. Приймач синхросигналу складається із таких основних вузлів: розпізнавач, аналізатор, вирішувальний пристрій.

Розпізнавач синхросигналу призначений для виділення із групового ІКМ сигналу кодових комбінацій, які співпадають по структурі із синхросигналом.

Аналізатор визначає відповідність моменту часу приходу істинної синхрогрупи і контрольного сигналу з генераторного обладнання. Вирішувальний пристрій визначає стан синхронізму, момент виходу із синхронізму, керує роботою відповідних вузлів ГО в режимі пошуку синхронізму.

Алгоритм пошуку синхронізму можна пояснити так. Розпізнавач, зсуваючи кожний раз момент регістрації на один такт, буде випробувати комбінації, які поступають, на їх відповідність синхрогрупі. Таким чином, якщо за період циклу буде відсутня комбінація, схожа на синхрогрупу, а це малоймовірно, синхросигнал буде знайдений на протязі одного циклу або скоріше. Для підтвердження правильності виділення синхросигналу наступна перевірка наявнoсті синхросигналу буде повторена через цикл.

Особливості передачі цифрових сигналів по лінійних трактах.

Одержаний за допомогою аналого- цифрового обладнання цифровий двійковий сигнал, який складається з імпульсів і пропусків (одиниць і нулів), повинен передаватися по ЦЛТ на протилежну кінцеву станцію системи передачі. При цьому повинна бути забезпечена необхідна вірогідність передачі.

Цифровий лінійний тракт, як тракт системи передачі, повинен мати в своєму складі середовище розповсюдження цифрового сигналу і пристроїв, які забезпечують необхідну якість передачі. На відміну від аналогового сигналу, який використовується в системах з ЧРК і має складну форму, повне відновлення сигналу неможливе в проміжних пунктах; цифровий же сигнал в більшості випадків достатньо простий по формі і тому в проміжних пунктах можливе його повне відновлення ( регенерація). Відновлюється амплітуда імпульсу і часові параметри - тривалість імпульсу і інтервали між ними. Проміжні пункти в ЦСП одержали назву регенераційних.

Обладнання закінчення лінійного тракту (ЗЛТ) призначене для формування лінійного цифрового сигналу на передачі і його регенерації на прийомі. Регенераційні пункти РП забезпечують регенерацію цифрового сигналу на проміжних ділянках лінійного тракту.

Особливості побудови ЦЛТ різних систем передачі пов'язані з фізичними властивостями середовищ розповсюдження цифрового сигналу, які визначають ступінь викривляння форми сигналу, захист від перешкод і, як висновок цього, вірність передачі цифрової інформації. Враховуючи це, розглянемо властивості основних середовищ розповсюдження цифрових сигналів (СРЦС), їх вплив на сигнал і вимоги, які до них пред'являються, і забезпечують одержання необхідної вірності передачі.

Найбільш розповсюджене середовище для передачі цифрових сигналів – це електричний кабель ( як симетричний, так і коаксіальний).

Затухання кабельного ланцюга із збільшенням частоти зростає, що неминуче приводить до обмеження смуги частот цифрового сигналу зверху. Це пов'язано з дією на сигнал різних елементів вхідних схем регенераторів, трансформаторів, підсилювачів та ін.

При надходженні імпульсу на вхід ділянки кабельного ланцюга виникаючи в цьому ланцюгу перехідні процеси призводять до завалу фронту імпульсу і затягуванню спаду при знижені амплітуди імпульсу. Причому, чим більшого розміру ділянка ланцюга, тим менше величина імпульсу на його виході і тим більш різко виражені явища завалу фронту і затягування спаду. При значному обмежені смуги частот цифрового сигналу перехідні процеси, які виникають в ланцюгу кабелю при проходженні через нього кожного імпульсу, не встигають закінчитися до моменту приходу наступного імпульса чи пропуску. Це призводить до накладення імпульсів, особливо сильно відчутних для сусідніх символів цифрового сигналу. Явище накладання символів цифрового сигналу за рахунок розширювання їх тривалості одержало назву міжсимвольної інтерференції.

Міжсимвольна інтерференція призводить як до змін амплітуди, так і до часових зсувів (зрушень) символів. Внаслідок міжсимвольної інтерференції на сусідньому тактовому інтервалі імпульс або пропуск одержує випадкове збільшення ∆Ипр. Якщо при відсутності інтерференції допустима амплітуда перешкоди Un, то при накладанні символів її значення зменшується на ∆Ипр. Зсув фронта імпульсу ∆τ також призводить до викривляння форми символа. ( рис. 6.1а )

В лінійних трактах, організованих на ланцюгах симетричних кабелів, присутні узгоджувальні трансформатори і підсилювачі, які обмежують смугу частот цифрового сигналу знизу за рахунок заглушування постійної і низькочастотних складових спектру ( рис. 6.1б )

Ослаблення низькочастотних складових призводить до появи викидів, полярність яких протилежна полярності символа цифрового сигналу, при чому спад викиду затягується на наступні тактові інтервали, викликаючи міжсимвольну інтерференцію, яка зменшує амплітуду імпульсів. Зменшення амплітуди імпульсів при можливій амплітуді перешкоди Un знижує можливість реєстрації імпульсів на фоні перешкод. Отже, обмеження смуги частот викликає спотворення цифрового сигналу, що завжди знижує стійкість до перешкод. Цифровий сигнал в електричному кабелі підлягає дії перешкод.

Розглянемо характерні перешкоди в ЦЛТ, побудованих на симетричному кабелі, і їх вплив на цифрові сигнали. Перш за все, це перешкоди з других трактів цього кабелю. Вплив перехідної перешкоди залежить від способу організації передачі. При однокабельній передачі переважають перехідні перешкоди на ближньому кінці регенераційної ділянки, при двохкабельній – перехідні перешкоди на дальньому кінці. Перехідна перешкода на ближньому кінці не залежить від довжини регенераційної ділянки і в більшості випадків перевищує перехідну перешкоду на дальньому кінці. Величина перехідної на ближньому кінці визначається рівнем сигналу на передачі, перехідним затуханням між парами кабелю на ближньому кінці А і спектрами сигналів, який впливає і підлягає впливу. Збільшення швидкості передачі цифрового сигналу призводить до зменшення тривалості імпульсів і розширення смуги частот. Це, в свою чергу, призводить до зниження перехідного затухання і відповідно збільшує перешкоди. В цьому випадку зменшується захищеність на ближньому кінці А . З метою зберігання величини захищеності А в допустимих межах і приходиться або відповідно зменшити довжину регенераційних ділянок, або використовувати двохкабельну систему організації передачі.

Крім перехідних перешкод для симетричних кабелів характерні перешкоди від сигналів відбиття. Сигнали відбиття виникають в тих точках кабельної пари, де виникає стрибкоподібні зміни хвильового опору кола, це перш за все, стики будівельних довжин і ділянки включення газонепроникливих муфт. Відбиття приводять до виникнення паразитних цифрових потоків, які випереджають основний сигнал або відстають від нього. При одночасному використанні пар симетричного кабелю для організації цифрової передачі і комутуючого низькочастотного зв'язку на регенераційних ділянках, які прилягають до комутаційної станції, виникають імпульсні перешкоди. Перешкоди утворюються комутаційними приладами. Потужність таких перешкод на прилягаючих до станції регенераційних ділянках значно перевищує потужність решти перешкод, що призводить до скорочення пристанційних ділянок.

Характерною особливістю коаксіальних кабелів, які використовуються для організації високошвидкісних цифрових трактів, є зростання перехідного затухання при збільшенні частоти. Перехідне затухання типових коаксіальних кабелів вже на частоті 1 МГц складає не менш 120 дБ, що дозволяє не враховувати перехідні перешкоди при розгляданні процесів передачі по них сигналів.

Основним видом перешкод в коаксіальних цифрових трактах є теплові перешкоди, які викликані тепловим рухом носіїв струму в кабельних колах і вхідних каскадах регенераторів. Захищеність від теплових шумів цілковито визначається швидкістю передачі цифрового сигналу і довжиною регенераційної ділянки ( ці параметри визначають затухання ділянки). Менш значні перешкоди від відбиття, які в коаксіальних кабелях виникають не тільки в точках стику будівельних довжин, але і в точках технологічної неоднорідності структури ланцюга.

В цілому рівень перешкод в коаксіальних колах набагато нижчий, чим в симетричних. При організації високошвидкісних цифрових трактів по симетричним кабелям необхідна захищеність не може бути забезпечена, тому при швидкостях передачі вище 8 Мбіт/с цифрові лінійні тракти будуються на базі коаксіальних кабелів.

Лінійні коди ЦСП

      По ЦЛТ повинні передаватися сигнали, які забезпечують мінімальні рівні перешкод у середині сигналу і перехідних перешкод між сусідніми трактами. Рівень і заважаюча дія указаних перешкод залежить в загальному випадку як від ширини і форми енергетичного спектру сигналу, так і від ширини і форми амплітудно – частотної характеристики (АЧХ) тракту.

Одже, питання вибору цифрового сигналу, який забезпечує необхідний захист від перешкод, зводиться до підбору сигналу, спектр якого задовольняє певним вимогам. Перша вимога: енергетичний спектр сигналу повинен обмежуватися знизу і зверху, бути достатньо вузьким, розташовуватися на порівняно низьких частотах і не мати в своєму складі постійної складової.

Обмежений спектр сигналу дозволяє зменшити викривляння сигналу при проходженні його через тракт, тому що в спектрі сигналу будуть заглушуватися складові, які мають невелику потужність ( відомо, що чим більше потужність складової, тим більші викривляння при її заглушенні). Зсув спектру в область більш низьких частот знижує рівень перехідної перешкоди. Зменшення ширини спектру сигнала дозволяє зробити більш вузькою смугу пропускання вхідних кіл регенератору, зменшуючи тим самим ширину смуги і потужність перешкод, які проникають в вирішувальний пристрій.

Було встановлено, що якість тактової синхронізації регенератора далеко більше залежить від складу енергетичного спектру цифрового сигналу. Відомо, що системи тактової синхронізації потребують присутності в спектрі дискретної складової з частотою Fт. Як що тактова частота в спектрі цифрового сигналу відсутня, то організація тактової синхронізації зазнає труднощів. Тому друга вимога до спектру цифрового сигналу: в складі спектру повинна бути складова з частотою Fт.

Як відомо із теорії передачі сигналів, наявність інформаційної надмірності в кодових комбінаціях дозволяє виявляти в них помилки. Отже, використовуючи лінійний код, який містить надмірність, можна вирішувати питання контролю якості передачі в лінійному тракті без перерви зв'язку. Звідси третя вимога до цифрового лінійного сигналу: він повинен бути представлений в коді, який має інформаційну надлишковість. Розглянемо, наскільки відомі двійкові коди задовольняють представленим вище трьом вимогам.

Сигнал на виході АЦП в безнадлишковому двійковому коді може бути представлений у вигляді випадкової послідовності однополярних імпульсів із скважністю q = т ( t > 1 ) як правило q = 2 /. Такий сигнал називають двійковим або бінарним.

          

Енергетичний спектр двійкового сигналу має в складі суцільні і лінійні складові. Аналіз спектральної діаграми цього сигналу показує, що амплітуди постійної складової і НЧ складових спектру вище, чим у ВЧ складових. Ширина першого пелюстка спектру велика – 2 Fт.

Проходячи через тракт з великою кількістю лінійних трансформаторів, які заглушають більш потужні складові спектру, сигнал сильно викривлюється і його регенерація ускладнюється. Одже, такий сигнал не задовольняє першій вимозі, яка пред'являється до цифрового лінійного сигналу. Не задовольняє він і третій вимозі. Наявність Fт в спектрі сигналу не може служити основою для його використання, тому що не виконується перша вимога, яка є самою важливою.

В лінійних трактах сільських цифрових систем передачі ( ІКМ – 15 ) використовуються двійкові сигнали із скважністю імпульсів q = 1, так звані сигнали з імпульсами "затягнутими на тактовий інтервал".

Енергетичний спектр такого сигналу не має в свому складі дискретних складових, його безперервна складова концентрується в області низьких частот, в наявності є потужна постійна складова. Цей сигнал не задовольняє основним вимогам, які пред'являються до форми і складу спектру лінійного цифрового сигналу. В той же час меньша ширина спектру, чим у сигнала з

q = 2, в поєднанні із спеціальним методом регенерації дозволять добитися стійкості від перешкод регенераторів, яка дорівнює стійкості від перешкод при використанні квазітрійкових сигналів. Постійна складова в енергетичному спектрі однополярної випадкової послідовності визначається енергією імпульсів, які поступають на вхід приймального пристрою за певний відрізок часу. Якщо замість однополярної послідовності імпульсів використовувати послідовність імпульсів, полярність якої чергується, то за певний відрізок часу сумарна енергія позитивних і негативних імпульсів на накопичувачі приймального пристрою буде дорівнювати нулю.

Ця ідея використана при формуванні основного виду лінійного цифрового сигналу, який одержав назву сигнала з чергуванням полярності імпульсів ЧПІ ( СМІ ).

Із малюнку видно, що символи, які використовуються в комбінації коду ЧПІ, можуть мати три рівні: -1; 0 ; +1. В той же час кількість інформації в кодовій комбінації ЧПІ така ж сама, як і в двійковому коді, тому що вона одержана із двійкової комбінації. Кількість інформації в кодовій комбінації більше, чим в двійковій. Надмірність інформації при використанні коду ЧПІ дозволяє контролювати наявність помилок в лінійному тракті.

В такому коді полярність першого імпульсу встановлюється довільно, а полярність наступних імпульсів чергується незалежно від кількості нулів між ними.

Як видно із графіку енергетичного спектру випадкової імпульсної послідовності, в спектрі квазітрійкового коду з чергуванням полярності відсутня не тільки постійна складова, але і взагалі вся дискретна частина спектру, а енергія його безперервної частини сконцентрована в області частот, близьких до Fт / 2. Тому переваги такого коду при використанні його як лінійного такі:

- малі міжсимвольні спотворення другого роду,

- тому що основна енергія сигналу зосереджена біля 0,5 Fт, то зменшується перехідна перешкода між паралельними ланцюгами, і сигнал буде мати менше затухання в лінії зв'язку, що дозволяє збільшити довжину ділянки регенерації,

-        заміна будь – якої одиниці на нуль, і навпаки, приведе до появи двох одиниць однакової полярності. Це дає можливість визначати збій в роботі лінійного тракту і постійно контролювати вірогідність помилки в лінійному тракті.

Ці переваги і визначили широке використання сигналу з ЧПІ в низькошвидкісних і середньошвидкісних ЦСП.

Сигнал з ЧПІ має один суттєвий недолік – при відсутності передачі по частині каналів в сигналі з'являються пропуски (нулі). В цьому випадку можливий збій системи тактової синхронізації. Що б цього не було, потрібно обмежити в коді ЧПІ кількість підряд наступних нулів. Ця задача вирішується утворенням кодів з високою щільністю одиниць (КВП). Найбільше розповсюдження має код КВП – 3 ( НДБ – 3 ), в комбінаціях якого допускається не більше трьох нулів між двома сусідніми одиницями. Цей код ще називають модифікованим квазітрійковим кодом МЧПІ ( НДВ – 3 ).

      

Кожна комбінація, яка складається із чотирьох підряд нулів, замінюється комбінацією 000V або В00V. V – імпульс біполярного сигналу, полярність якого повторює полярність попереднього

символу, В – імпульс, полярність якого протилежна полярності попереднього символу.

Правило: якщо після попередньої комбінації 0000 пройшла непарна кількість одиниць, то формується комбінація 000V, у випадку парної кількості одиниць, які пройшли після попередньої послідовності 0000, формується В00V.

Код МЧПІ дозволяє спростити вимоги до пристроїв тактової синхронізації, в той же час він значно ускладнює перетворювачі кодів на прийомі та передачі. До того ж транскодер прийому повинен відмічати порушення чергування одиниць, одночасно визначаючи кількість нулів, ( необхідність в цьому диктується задачею пошуку підставок типу 000V або В00V ), і тільки потім приймати рішення по перетворюванню символів коду МЧПІ в символи двійкового коду; при цьому процес перетворення коду повинен відбуватися з деякою затримкою.

Код МЧПІ, також як і код ЧПІ, дозволяє виявляти помилки. В коді ЧПІ помилка виявляється при появленні порушень чергування полярності імпульсів, а в МЧПІ – вставок. Перешкода, яка призводить до трансформації символа кодової послідовності, викликає порушення чергування полярності імпульсів ЧПІ або вставок МЧПІ. Слід відмітити, що енергетичний спектр коду мало відрізняється від спектру коду ЧПІ.

В високошвидкісних ЦСП тактова частота достатньо велика, відповідно збільшується затухання регенераційної ділянки, тому для забезпечення необхідного захисту від перешкод потрібно скорочувати регенераційну ділянку. Збільшення пропускної здібності лінійного тракту ( а також і кількості каналів ) без збільшення тактової частоти можливо при використанні кодів з кількостю рівнів символів більше трьох.

Із збільшенням кількості рівнів символів коду захист від перешкод знижується. Було встановлено, що достатньо велика стійкість від перешкод регенератора ЦЛТ може бути одержана при кількості рівнів в коді, яка дорівнює п'яти, при цьому довжина регенераційної ділянки залишається такою ж, як і при використанні коду МЧПІ.

В деяких випадках достатньо великий захист від перешкод може бути реалізований при зміні статистичної структури двійкового цифрового сигналу за допомогою операції, яка називається скрембліруванням. Скремблірування – це перетворення інформаційного двійкового сигналу в сигнал, який близький до випадкового і який має біноміальний розподіл вірогідностей появи комбінацій символів при рівновірогідній появі символів 1 та 0. На відміну від інформаційного сигналу, в якому вірогідність появи означеної групи символів довільна, в скремблірованому сигналі ця вірогідність визначається законом скремблірування. Тому в скремблірованому сигналі поява будь-яких комбінацій, в тому числі довгих серій нулів, передбачена і піддається розрахунку.

При підборі відповідного алгоритму скремблера, який дозволяє одержати визначену вірогідність формування певної групи символів ( наприклад, довгі серії нулів або комбінацій, схожих на цикловий синхросигнал), є можливість покращити статистичні властивості сигнала таким чином, щоб в цілому підвищити захист від перешкод ЦСП. Скремблірування сигналу широко використовується в середньошвидкісних і високошвидкісних ЦСП. При цьому покращується і спрощується робота пристроїв тактової синхронізації.

Перетворювачі кодів

Перетворювачі кодів призначені для перетворення ІКМ сигналу із уніполярного двійкового коду в квазитроїчний біполярний код з чергуванням полярності імпульсів на передачі і зворотнього перетворення на прийомі з відновленням амплітудних і часових співвідношень передаваємого цифрового сигналу.

Перетворювач коду складається із двох окремих функціональних частин: перетворювача коду передачі ПКпер і перетворювача коду прийому ПКпр, які забезпечують сполучення аналого-цифрового обладнання з обладнанням лінійного тракту, і виконують такі функції:

-підсилення переданого по стиковій лінії цифрового сигналу,

-        розпізнання виду переданого кодового символу ( 0 або 1 ),

-        відновлення амплітудних і часових співвідношень передаваємого сигналу,

-        перетворення цифрового сигналу із двійкового коду в код з чергуванням полярності імпульсів і навпаки.

Перетворення уніполярного сигналу в біполярний ( рис. 6.6 ) являється логічною операцією, яка заключається в тому, що послідовності уніполярних імпульсів розділюють на дві послідовності ( парну і непарну ), одна з яких інвертується. Одержані послідовності далі об'єднуються в одну біполярну послідовність, причому таким чином, щоб на виході пристрою дотрималося правила чергування полярностей незалежно від кількості нульових символів між імпульсами.

Формування парних і непарних послідовностей здійснюється за допомогою простої логічної схеми, яка складається із лічильникового тригера Тг1 і двох елементів збігу И1 та И2. Залежно від стану тригера Тг1 вхідний сигнал проходить почергово через елементи И1 та И2. Для підвищення захисту від перешкод в колі зворотнього зв'язку включений запам'ятовуючий елемент Тг2 ( RS – тригер ), дозволяючий почергову роботу елементів И1 та И2. Управління тригером Тг2 і запуск буферних підсилювачів БП1 та БП2 здійснюється імпульсами, сформованими на RS – тригерах Тг3 та Тг4. При цьому управління тригерами Тг3 та Тг4 провадиться імпульсами формувачів Ф1 1 та Ф1 2, на входи яких поступають імпульси тактової частоти ( “ Строб.1” та Строб.2”), які зсунені в часі на половину періоду.

Об'єднання імпульсів двох послідовностей нормованої тривалості і узгодження з лінією здійснюється буферними підсилювачами, навантаженими на загальне навантаження – трансформатор Т.

Структурна схема перетворювача коду прийому приведена на рис. 6.7

                   

Схема складається із попереднього підсилювача, вирішувального пристрою ВП, виділювача тактової частоти ВТЧ, а також формувача двійкового ІКМ сигналу.

Попередній підсилювач виконаний з частотно-залежним зворотнім зв'язком і автоматичним регулюванням підсилення. Амплітуда сигналу з виходу підсилювача порівнюється на вході ВП з постійною пороговою напругою (1,2), вибраною приблизно половині амплітуди імпульсів попереднього підсилювача.

Моменти рішення визначаються стробіруючими імпульсами з виходу ВТЧ. Коливання тактової частоти виділяється із прийнятого сигналу вузькосмуговим фільтром і далі формується за допомогою резонансного підсилювача і формувача імпульсів тактової частоти. На вхід фільтру з еквівалентною добротністю Q ~ 80 – 100 поступають імпульси від попереднього підсилювача, які випрямлені і обмежені двохпівперіодним випрямлячем ДВ.

Моменти переходу синусоїдального сигналу через нуль використовуються як передні і задні фронти стробіруючих імпульсів, одержаних на виході підсилювача-обмежувача. Для підстройки фази стробіруючих імпульсів ВТЧ має в складі обертувач фази ФО, який виконаний на основі RC – кола. Груба затримка здійснюється включенням активних елементів ( типу НЕ ), виконаних на інтегральних мікросхемах, а плавною – зміною ємності фазообертаючого кола.

Вирішувальний пристрій виконаний на двох логічних елементах збігу И1 та И2, які управляються короткими стробіруючими імпульсами. Імпульси двійкового ІКМ сигналу, які мають тривалість, яка дорівнює половині періода тактової частоти, формуються Ф1 1 та Ф1 2, які запускаються імпульсами ВП і скидаються імпульсами тактової частоти, які зсунені в часі відносно імпульсів ВП на половину періода тактової частоти.

Регенерація цифрового сигналу.

Лінійний тракт апаратури ЦСП складається із кінцевих і проміжних станцій, які з'єднуються кабельними лініями з включеними необслуговуємими регенераційними пунктами НРП. Регенерація цифрового сигналу після проходження кожної ділянки кабельної лінії здійснюється лінійними регенераторами, які розміщуються в НРП, або станційними регенераторами, які розміщуються в тракті прийому кінцевих станцій.

Процес регенерації цифрового сигналу полягає в розпізнанні кодових символів, відновленні відповідно з розпізнаними символами форми, амплітуди, часового положення імпульсів і пропусків в регенерованому сигналі і передача їх на вхід наступної регенераційної ділянки. Розпізнання кодових символів здійснюється методом одноразового відліку, який заключається в порівнянні рівня регенерованого сигналу з еталонним пороговим рівнем ( порогом розпізнання ) в момент часу ( момент розпізнання ), який відповідає найбільшій вірогідності вірного розпізнання. Якщо рівень сигналу в момент розпізнання перевищує поріг розпізнавання, то приймається рішення, що на вхід регенераційної ділянки був переданий імпульс, як що не перевищує – пропуск. В процесі розпізнавання кодового символа, якому відповідає імпульс позитивної полярності, сигнал, який регенерується, порівнюється з позитивним пороговим рівнем, негативної полярності – з негативним пороговим рівнем. В результаті дії перешкод і різних дестабілізуючих факторів на регенераційній ділянці при регенерації виникають помилки, які представляють собою нерівно розпізнані окремі кодові символи, і фазові флуктуації, які представляють собою нерівно відновлені в часі імпульси і пропуски. Відповідно, якість передачі цифрового сигналу характеризується коефіцієнтом помилок (Кпом), який дорівнює відношення кількості помилково регенерованих символів до загального їх числа, і величиною фазових флуктуацій, яка дорівнює відношенню відхилення часового положення регенерованих імпульсів від тактових точок до тривалості тактового інтервалу. Для одержання максимальної вірогідності вірного розпізнання абсолютне значення обох порогових рівнів в регенераторі вибрано однаковим і дорівнює половині амплітуди імпульса, який регенерується в умовах повної відсутністі перешкод і дестабілізуючих факторів на регенераційній ділянці.

Наявність помилок в цифровому сигналі призводить до появи додаткових шумів в каналах ТЧ, які сприймаються на слух у вигляді потріскування ( щелчок ). Експериментальні дослідження показали, що для якісної передачі розмовного сигналу частота потріскування, пов'язаних з поразкою старших розрядів кодових груп цифрового сигналу, не повинна перевищувати одного на протязі 1хв. Для виконання цієї вимоги необхідно, щоб максимальний коефіцієнт помилок в лінійному тракті не

перевищував 10 .

Структурна схема регенератора приведена на рис. 6.8, часові діаграми, пояснюють його роботу на рис. 6.9.

Послаблений і викривлений в процесі проходження по кабельній лінії цифровий сигнал ( рис. 6.8а ) через симетруючий трансформатор Т1 поступає на вхід лінійного коректора ЛК, який здійснює корекцію форми приймаємих імпульсів і їх підсилення. Амплітудно-частотна характеристика лінійного коректора вибрана, виходячі із вимоги максимізації відношення сигнал-перешкода на його виді.

До складу ЛК входять: коректуючий підсилювач Кпідс, який коректує форму прийнятих імпульсів при максимальному затуханні кабельної лінії, і штучна лінія, яка регулюється, РШЛ, яка доповнює затухання регенераційної ділянки до максимального значення. Затухання РШЛ встановлюється пристроєм автоматичного регулювання рівня АРР так, щоб при зміні затухання кабельної лінії амплітуда імпульсів на виході ЛК зберігалася незмінною.

Скоректований біполярний цифровий сигнал, сформований на виході ЛК ( рис. 6.8 б ) розділюється в пристрої розділення ПР на уніполярні послідовності позитивних ( рис. 6.8 в ) і інвертованих негативних ( рис. 6.8 г ) імпульсів. Одержані послідовності поступають на входи двох ідентичних вирішувальних пристроїв ВП1 та ВП2, які здійснюють розпізнання виду кодових символів які передаються і відновлення імпульсів що регенеруються по тривалості і часовому положенню. ВП1 та ВП2 входять до складу пристрою регенерації. Крім них, сюди входять формувачі вихідних імпульсів ФВ1, які відновлюють регенеруємі імпульси по формі і передають їх в лінію.

Вирішувальний пристрій представляє собою стробіруючий пороговий пристрій. На інформаційний вхід ВП1 з виходу пристрою розділення поступає послідовність скоректованих в ЛК позитивних імпульсів, на інформаційний вхід ВП2 – послідовність інвертованих негативних імпульсів. На попарно-об'єднані входи стробірування обох ВП поступають імпульси хроніруючих послідовностей П1 та П2, які керують їх роботою. Хроніруюча послідовність П1 формується із квазигармонічного сигналу в формувачі хроніруючих послідовностей за допомогою двобічного підсилювача-обмежувача, зона підсилення якого розміщена так, що часове положення фронтів імпульсів П1 співпадає з моментами переходу через нуль квазігармонічного сигналу ( без урахування постійної затримки, яка компенсується обертувачем по фазі ). Послідовність П2 формується шляхом інверсії і затримки П1 на час ∆t.

При відсутності імпульсу хроніруючої послідовності П1 інформаційні входи обох ВП закриті. При одержанні імпульсу вказаної послідовності входи ВП відкриваються і вихідні сигнали пристрою розділення порівнюються по величині з пороговими рівнями відповідних ВП. Через проміжок часу ∆t = 30 - 40 нс інформаційні входи ВП закриваються при дії імпульсу хроніруючої послідовністі П2. Якщо за час ∆ t величина сигналу на інформаційному вході одного із ВП перевищує пороговий рівень, то на його виході сформується імпульс нормованої амплітуди, тривалість і часове положення якого з точністю до значення ∆t співпадають з тривалістю і часовим положенням відповідного імпульсу П1. В протилежному випадку імпульс на вході обох ВП не формується, тому що одночасне перевищування порогового рівня сигналом на інформаційних входах обох ВП неможливо. Наявність імпульсу на виході ВП свідчить про передачу по лінійному тракту кодового символу “1”, його відсутність – кодового символу “0”. Регенеровані послідовності позитивних і інвертованих негативних імпульсів ( рис. 6.8 к ) об'єднуюються в формувачі вихідних імпульсів ФВ1 і через симетруючий трансформатор Т2 поступають на вхід наступної регенераційної ділянки.

В вихідному трансформаторі Т2 лінійного регенератора є контрольна обмотка, яка з'єднується з вимірювальним гніздом Гн на лицьовій панелі і яка підключена через узгоджувальний резистор до блоку КР.