7 Основные определения и типы двоичных манипулирующих последовательностей

Манипуляция осуществляется в двух каналах на несущих, которые имеют относительный угловой сдвиг 90° (  и  – базисные функции разложения), т.е. находящихся в квадратуре (откуда и название метода модуляции). Именно в силу специфики формирования последовательности сигналов метод ОФМн при   часто называют квадратурной ОФМн (КОФМ).

Сигнальные векторы   получаются суммированием базисных векторов при умножении их на определенные коэффициенты. Если длина сигнального вектора равна  , то коэффициенты равны  .

Таким образом, в качестве манипулирующих сигналов используют сигналы, отличающиеся по структуре от исходных передаваемых двоичных сигналов, для формирования которых используется специальное кодирующее устройство - кодер модулятора.

Рассмотрим подробнее один из возможных методов формирования сигналов с двукратной ОФМн-4 манипуляцией (m=4) по квадратурной схеме (рис. 2.27, а), на примере сигнала ФМн-4 при которой формируются четыре элементарных сигнала  , каждый из которых характеризуется своей фазой   [5]:

,  ,   .

(2.32)

Метод ОФМн можно рассматривать как обычную фазовую манипуляцию на 180° при условии предварительного перекодирования исходного сообщения:

.

(2.33)

Поэтому для простоты будем считать, что в сообщениях, представленных функциями   и   в (2.33), перекодирование произведено, и для передачи исходного сообщения необходимо лишь осуществить ФМн высокочастотных колебаний на 180°.

Исходная последовательность двоичных информационных символов разделяется на последовательности четных  , и нечетных символов   с длительностью элементов  . Так, например, исходная последовательность двоичных элементов длительностью   с помощью кодера модулятора преобразуется в совокупность 2-х   или 3-х   последовательностей двоичных элементов длительностью   или   соответственно. Тогда передаваемое сообщение   (рис.2.28,а), можно представить в виде суммы четных   (рис.2.28,б), и нечетных   (рис. 2.28,в) составляющих:

.

(2.34)

Для экономии полосы занимаемых частот осуществим раздельно фазовую модуляцию сообщениями   и   двух квадратурных составляющих одного и того же колебания  . При этом последовательность передаваемых сигналов   представляется в виде [5, 13, 15]:

,

(2.35)

где     ,

.

Комбинации двоичных элементов полученных последовательностей   и   используются при кодировании фазового сдвига при ОФМн. Значения начальной фазы   колебания   (рис. 2.28, г) при различных сочетаниях передаваемых символов   и   приведены в табл. 2.2.

Таблица 2.2. Значения начальной фазы колебания 

	-1	+1	+1	-1
	+1	+1	-1	-1
	0

При одновременной смене символов в обоих каналах модулятора в сигнале КОФМ происходят скачки начальной фазы на 180° (как, например, в момент   на (рис. 2.28, г). При прохождении последовательности таких сигналов через узкополосные фильтры в моменты скачков фазы колебания на 180° возникает глубокая паразитная амплитудная модуляция огибающей сигнала (в ней появляются провалы огибающей до нуля). Это приводит к увеличению пик–фактора сигнала и, как следствие, к дополнительным искажениям при нелинейных режимах усиления, может увеличить энергию боковых полос и увеличить помехи в соседних каналах.

Для снижения уровня такой паразитной амплитудной модуляции при   разработана модификация метода КОФМн, называемая квадратурной относительной фазовой модуляцией со сдвигом (КОФМС). В этом случае колебание  , и отличие от (2.35), формируется в виде [5, 13]:

,	(2.36)
где     ,  .	(2.37)

Как следует из соотношений (2.33) и (2.37), знак любой из функций   или   может меняться лишь в те моменты, когда значение другой функции сохраняется неизменным. Такой сдвиг по времени моментов возможной смены знака модулирующих последовательностей  приводит к существенному отличию результирующего колебания   (рис. 2.28, е) при КОФМС по сравнению с КОФМ.

Заметим, что скачки начальной фазы   колебания   возможны лишь на  (рис. 2.28, е) что снижает паразитную амплитудную модуляцию при прохождении сигнала через полосовые цепи. Длительность радиосигнала  КОФМС равна длительности исходного информационного символа  , т.е. вдвое меньше, чем при КОФМ. Однако это не приводит к расширению спектра последовательности   по сравнению с использованием КОФМ. Последнее объясняется тем, что ширина спектра колебания   определяется шириной спектра квадратурных составляющих   и   в (2.37), которая остается той же, что и при КОФМ (2.35).

При приеме сигналов как с КОФМ, так и с КОФМС можно воспользоваться тем, что составляющие   и   суммарной последовательности   сдвинуты на 90° по фазе высокочастотного заполнения, а сообщения   или   независимы.

В этих условиях при наличии в демодуляторе генераторов непрерывных колебаний   и   легко осуществить раздельный прием каждой из составляющих   и  . Действительно, рассмотрим устройство на рис. 2.29. При поступлении на вход колебания   вида (2.35) вклад составляющей   в выходном напряжении интегратора верхнего канала в моменты   оказывается пренебрежимо малым. Таким образом, верхний канал схемы на рис. 2.29 представляет собой демодулятор двоичных сигналов с ОФМн, содержащих информацию о сообщении  . Нижний канал выполняет функции демодулятора двоичных сигналов с ОФМн, составляющих последовательность   и содержащих информацию о сообщении  .

При КОФМС нет скачков фазы на 180° т.к. текущее изменение фазы происходит в моменты смены знака любой из функций   или  . При этом значение другой функции сохраняется неизменным, что позволяет избежать глубокой паразитной модуляции огибающей.