6. Суммирующий интегратор

Количество входов интегратора не обязательно равно одному. Схема суммирующего интегратора с n входами показана на рис. 9. Из рисунка видно, что , так что

. (4)

При имеем .

Проинтегрировав это равенство, получим

^. (5)

Рис. 9. Суммирующий интегратор

Разностный интегратор

Разностный интегратор формирует интеграл по времени от разности двух сигналов (рис. 11). Выходное напряжение имеет вид

(7)

Рис. 11. Разностный интегратор

До сих пор операционный усилитель в интеграторе считался идеальным. В действительности, реальный операционный уси­литель имеет некоторое напряжение сдвига и нуждается в не­котором токе смещения. Напряжение сдвига интегрируется как ступенчатая функция, что дает дополнительный линейно нара­стающий (или спадающий) выходной сигнал, причем полярность этого сигнала определяется полярностью , а наклон – вели­чиной . Ток смещения течет через конденсатор обратной связи, что также приводит к появлению наклонного выходного сигнала. В результате действия этих двух эффектов конден­сатор обратной связи через некоторое время неизбежно заря­жается до максимально возможного выходного напряжения усилителя. Такое постепенное накопление заряда на конденса­торе обратной связи накладывает ограничение на интервал времени, в течение которого может быть осуществлено интегри­рование с достаточной точностью. Кроме того, добавляется к напряжению на конденсаторе, и, поскольку это напряжение равно , такая прибавка вносит в результат ошибку, равную . В итоге выражение для принимает вид

. (2)

Последние три члена в правой части равенства (1.2) соответствуют указанным выше ошибкам, а первый член описывает полезный выходной сигнал. Знаки погрешностей могут быть любыми по отношению друг к другу и к полезному сигналу.

Ошибку напряжения сдвига можно уменьшить следующими приемами:

1. использовать операционный усилитель с низким ;

периодически сбрасывать интегратор (т.е. разряжать конденсатор до некоторого заранее выбранного значения);

2. шунтировать сопротивлением , как показано на рис. 6.

Шунтирование конденсатора обратной связи сопротивлением позволяет на низких частотах, где конденсатор фактически действует как разомкнутая цепь, ограничить напряжение ошибки величиной вместо . Такое шунтирование одновременно ограничивает снизу область частот, в которой происходит интегрирование. Например, на рабочей частоте погрешность интегрирования составит около 5 %; увеличение рабочей частоты выше величины приведет к увеличению погрешности.

Слагаемое ошибки, связанное с током смещения, можно уменьшить за счет использования операционного усилителя с входом на полевых транзисторах или путем подключения между неинвертирующим входом и землей сопротивления , равного , если в схеме уже использовано сопротивление (рис. 1.6). При использовании такого сопротивления третий член в правой части равенства (1.2) равен .

Ключ «Кл» служит для периодического сброса конденсатора , сопротивление служит для уменьшения эффекта , а сопротивление уменьшает эффект .

Конденсаторы, используемые в интеграторах с большим временем интегрирования, должны иметь очень высокое собственное активное параллельное сопротивление (т.е. очень малые утечки). Хорошую стабильность на больших временах обеспечивают тефлоновые или полистироловые конденсаторы.

Рис. 6. Коррекция ошибки интегратора в случае медленно меняющегося сигнала

1. Коррекция амплитудно-частотных характеристик в области нижних частот. Амплитудно-частотная характеристика, переходная характеристика в области больших времен. Принципы, схемы, параметры, характеристики.

При помощи частотно-зависимой ООС организуется коррекция АЧХ усилителя (элементы коррекции – Rос, Cос), в данном случае использована высокочастотная эмиттерная коррекция.

Рис. 5

Ее достоинства – простота, малогабаритность, эффективная коррекция как собственной инерционности транзистора, так и инерционности нагрузки, стабилизация режима и параметров каскада, увеличение входного сопротивления, возможность увеличить площадь усиления каскада. Недостаток – уменьшение коэффициента усиления в области средних частот.

Элементы коррекции Rос, Cос создают в каскаде частотно-зависимую отрицательную обратную связь, глубина которой уменьшается с ростом частоты, что ведет к относительному возрастанию коэффициента усиления, росту верхней граничной частоты и появлению подъема в частотной характеристике в области высоких частот, уменьшению времени установления и появлению выброса в переходной характеристике.

Рис. 6

Типовые величины: R_ос – десятки Ом, C_ос – десятки пФ – десятки нФ, в зависимости от диапазона частот и остальных элементов схемы каскада. Но всегда _Сос на несколько порядков меньше блокировочной емкости схемы с эмиттерной стабилизацией.

Физическая эквивалентная схема каскада показывает, что с ростом частоты за счет уменьшения сопротивления возрастает доля входного напряжения, выделяющаяся на эмиттерном переходе (U_П) и соответственно растет ток в выходной цепи I_К = S_П U_П, где S_П – внутренняя крутизна транзистора

.

Соответственно возрастает и коэффициент усиления. Точный расчет характеристик усложнен необходимостью учитывать вклад нескольких компонент (емкости нагрузки, выходной емкости транзистора, входной проводимости, крутизны), которые имеют различный характер зависимости от частоты и неодинаковую относительную величину в разных каскадах.

При использовании высокочастотного транзистора, когда CоRо>>, где  – собственная постоянная времени транзистора; Rо = Rк||Rн||Ri – эквивалентная постоянная времени транзистора; Со = Сн + С вых + См – эквивалентная емкость нагрузки

,

можно приближенно считать, что оптимальная частотная характеристика будет получена при . (Сос – «оптимальная» емкость высокочастотной коррекции, Со = Сн + Свых + См).