6. Системы с ос

ТЭС – филиппов – стр 251

7. Широкополосные сигналы.

ТЭС – филиппов – стр 265

8. Помехоустойчивость систем передачи непрерывных сигналов. Критерии качества и эффективности. Оптимальная фильтрация непрерывных сигналов. Порог помехоустойчивости широкополосных систем передачи широкополосных систем предачи непрерывных сигналов.

Помехоустойчивость систем передачи непрерывных сигналов. критерии качества и эффективности

x(t)=S(U,t)+ε(t),

Поскольку x(t)=S(U,t)+ε(t), то обеспечение ε_мин предполагает обеспеченье min мощности шума в результате обработке принятой смеси сигнала и помехи.

Для определения достижимой при этом G_макс необходимо продифференцировать выражение (1)

Можно показать, что флуктационной помехе (белого шума) спектр плотности на выходе приёмника определяется следующим выражением:

Мощность шума на выходе приёмника в полосе пропускания от 0 до f_m определяется выражением:

ТЭС – Филлипов стр 199-201

Оптимальная фильтрация непрерывных сигналов

Практически эта задача была решена Котельниковым и Винером в предположении, что сигналы и помехи – стационарные процессы.

По той же теории линейной оптимальной фильтрации коэффициент передачи фильтра , минимизирующий , определяется:

1. Ошибка может быть при условии, что , т.е. спектры сигнала и помехи не перекрываются, при этом в пределах , т.е. АЧХ – прямоугольная.

Рисунок 9.19. Сигнал по спектру чист от помех. Помеха полностью отфильтровывается

При перекрытии спектра должен быть таким, что различные частотные состаявляющие сигнала пропускаются с тем большим ослаблением, чем меньше отношение .

При малых отношениях с/ш восстановление сигнала практически невозможно ( ).

С учетом изложенного: при передаче сообщения, модулированного сигналами, фильтр, обеспечивающий , ставится в приемнике после демодулятора. А до демодулятора используются фильтры, обеспечивающие отношение сигнал/помеха.

Линейный фильтр – оптимальный только для сигнала , а не для самого сообщения . Передаваемый сигнал нелинейно связан с оптимальная фильтрация непрерывных сообщений является задачей нелинейной фильтрации.

Устройство нелинейной фильтрации изменяет свои параметры, используя результаты обработки принятого сигнала за некоторый промежуток времени , т.е. является следящим за изменениями модулируемого параметра сигнала.

Порог помехоустойчивости широкополосных систем передачи широкополосных систем предачи непрерывных сигналов

9. Цифровые системы передачи непрерывных сигналов. Достоинства и недостатки. Помехоустойчивость цифровых систем передачи непрерывных сигналов.

Коротко о теории получения цифровых сигналов:

+ Иванов – 78 стр.

Достоинтва и недостатки

Помехоустойчивость цифровых систем (ИКМ – импул. кодовая модуляция)

+ филиппов. ТЭС стр 100-101

10.Многоканальные системы передачи информации. Основы теории методы разделения сигналов в многоканальных системах. Системы врк, чрк, фрк, крк и др.

11. Спутниковые системы передачи информации. принципы организации связи. Виды орбит ИСЗ. Способы доступа в спетниковый радиоканал: МДВР, МДЧР и др. Состав оборудования спутниковых систем передачи информации.

12. Казаринов – 178-194, но

13. Казаринов – 188 (в конце параграфа)

14 Казаринов – 181

15 Казаринов - 243

16. Казаринов - 215

17 Методы измерения дальности. Импульсные методы измерения дальности. Структурная схема и принцип работы следящего измерителя. Точность измерения.

[казаринов, 288-292?,181?]

Методы измерения дальности

В РЛС и РЧС используются импульсные, фазовые и частотные мето­ды измерения дальности.

2.5.1 Импульсный метод измерения дальности основан на измере­нии времени запаздывания сигнала; кратко идея этого метода была рассмотрена в разделе 2.2. Этот метод имеет очень широкое примене­ние, особенно в РЛС; поэтому рассмотрим структурные схемы импуль­сных измерителей дальности более подробно.

Одноканальные измерители дальности могут быть реализованы на согласованном фильтре с выходным переставаемым устройством, с по­мощью которого оценивается дальность по времени задержки сигнала рис.2.11

Рис. 2.11

Сигнал с выхода согласованного фильтра подается на выходное устройство, в качестве которого может использоваться электронно­лучевая трубка (ЭЛТ), бортовая ЭВМ и др.; перестройка выходного устройства по дальности производится с помощью развертки в ЭЛТ или автоматического отсчета дальности в ЭВМ через определенные интервалы времени и т.д.

Типовая схема индикатора (выходного устройства) на ЭЛТ показана на рис. 2.12.

Рис. 2.12 Индикатор на ЭЛТ

Для измерения дальности до многих целей необходимо в масштабе M поставить в соответствие измеряемую дальность D и длину развертки L на экране ЭЛТ

M D = l (2.22)

Развертка по дальности может осуществляться по радиусу, диаметру или длине окружности ЭЛТ.

За время задержки τ_{э ьфч}=2D_max/c развертка на экране должна достигнуть длины

l=2D_max/c=τ₃V_p , (2.23)

где V_p – скорость развертки, связанная с масштабом M соотношением

M=2 V_p/c. (2.24)

На вход канала развертки по дальности подается синхроимпульс с частотой повторения F_П=1/T_П. Для формирования линейной развертки на экране ЭЛТ в генераторе пилообразного напряжения (ГПИ) формируется пилообразное напряжение.

Длительность прямого хода пилы определяется максимальной дальностью D_max и равно τ_{3 max}. Время обратного хода обычно составляет (0,1÷0,2) τ_{3 max}. От линейности ГПН зависит точность измерения.

Отсчет дальности производится с помощью колибрационных меток.

В качестве генератора меток используется генератор с контуром ударного возбуждения (ГКУВ), который генерирует затухающее синусо­идальное напряжение в ответ на импульс запуска развертки. Это напряжение преобразуется амплитудным компаратором (АК), состоящим из ограничителей и дифференцирующих цепей, в импульсы меток времени (колибрационные метки). Эти метки подаются на смеситель (СМ), на второй вход которого поступают принятые приемником сигналы, полу­ченные от объектов наблюдения. Выход смесителя подключается к от­клоняющим пластинам ЭЛТ. Для подсветки экрана ЭЛТ во время прямого хода луча используется формирователь напряжения подсветки (ФП), работающий от ГПИ.

Для увеличения стабильности частоты FП и колибрационных меток часто используются кварцевые генераторы (рис.2.13). Делитель частоты в схеме рис.2.13 используется для понижения частоты колибрационных меток до частоты F_П, благодаря чему обеспечивается жесткая связь частоты меток и развертки. Схема И формирует короткий импульс начала развертки.

Рис. 2.13 Формирование колибрационных меток и синхроимпульсов

Измерение дальности сопровождается ошибками, причинами которых является:

Неточность синхронизации

∆D_c=∆t_cc/2 (2.25)

где ∆t_c – время рассогласования запуска развертки на начальном участке излучения зондирующего импульса РЛС;

Задержка сигналов ∆t₃ в цепях обработки сигнала приемником дальномера

. (2.26)

Неточность масштаба и способа отсчета дальности на индикаторе, в том числе в результате искажения сигнала помехами.

Предельная разрешающая способность по дальности ∆D_П определяется интервалом неопределенности зондирующего сигнала τ_И и разрешающей способностью ЭЛТ Q (Q равно отношению толщине луча у диаметру ЭЛТ).

Тогда ∆D_П=D Q+c τ_И/2 . (2.27)

Наличие шумов в приемнике может увеличиваться ∆D_П на величину σ_D, определяемую потенциальной погрешностью σ_τ² определения измеряемого параметра (времени задержки) приемником (потенциальной помехоустойчивостью). Предельное значение среднеквадратического значения этой погрешности определяется отношением сигнал/шум h²=2E/N₀ и эффективной полосой пропускания СФ - :

. (2.28)

Для повышения помехоустойчивости в РЛС часто используются следящие измерители дальности, которые получили название: системы автоматического сопровождения по дальности (АСД).

Одна из возможных схем АСД, реализующая критерий максимального правдоподобия при оценке дальности, приведена на рис 2.14.

Рис 2.14 Структурная схема АСД и временная диаграмма её работы

Сигнал x(t) от приёмника измерителя дальности поступает на согласованный фильтр (СФ), на выходе которого формируется сигнал u(t) в виде прямоугольного импульса. Временной модулятор (ВМ) формирует первый селекторный импульс τ_с= τ_И (для схемы И₁), второй селекторный импульс формируется линией задержки (τ_И). Дискриминатор на схеме совпадения И₁ и И₂ определяет время перекрытия селекторных импульсов с сигналом u(t) на выходе согласованного фильтра (причем схеме И₁ имеет на выходе сигнал положительный полярности, схема И₂ - отрицательной). В интеграторе (И_Н) происходит усреднение энергии выходных импульсов схем И₁ и И₂, в результате чего создается результирующаее напряжение ∆U, величина и знак которого определяются рассогласованием селекторных импульсов и сигнала u(t). На эпюре рис. 2.14 а) показано состояние, при котором оба селекторных импульса находятся в пределах длительности сигнала u(t) и имеется сигнал как на выходе схемы И₁ , так и на выходе схемы И₂. При этом результирующее напряжение на выходе интегратора ∆U = 0 и схема управления (УУ) не меняет положения селекторных импульсов.

Если имеет место опережение селекторных импульсов (эпюре рис. 2.14 б)), то на выходе схемы И₂ сигнал отсутствует и результирующее напряжение на выходе интегратора ∆U > 0 и схема управления (УУ) действует на временной модулятор (ВМ) так, чтобы уменьшить это рассогласование, то есть доплнительно задерживает селекторный импульс τ_с , а вместе с ним и селекторный импульс τ_И.

Если имеет место отставание селекторных импульсов (эпюре рис. 2.14 в)), то на выходе схемы И₁ сигнал отсутствует и результирующее напряжение на выходе интегратора ∆U < 0 и схема управления (УУ) во временном модуляторе уменьшает задержку селекторного импульса τ_с .

Схема упраления (УУ) строится так, чтобы процесс устранение временного рассогласования был подобен переходному процессу в следящей системе. После окончание переходного процесса выдается оценка измеряемого параметра (в данном случае дальности) в соответствии с положением селекторного импульса временного модулятора. В цифровых электронных схемах АСД в качестве временного модулятора может использоваться реверсивный счётчик импульсов.

Для работы следящего измерителя необходимо, чтобы селекторные импульсы перекрывались сигналом на выходе СФ; поэтому для пер­воначального перекрытия используются схемы поиска и захвата сигна­ла x(t). Один из возможных вариантов такой схемы, совмещенной со следящим измерителем, приведен на рис.2.15

Рис. 2.15 Структурная схема АСД с автоматом захвата

В режиме поиска сигнала следящая система разомкнута: УУ отключены от ВМ. Селекторный импульсы ВМ перемещаются периодически с периодом T_п вдоль оси времени путем подачи на ВМ линейно-меняющегося напряжения со схемы поиска через автомат захвата. Как только селекторные импульсы совмещаются с сигналом, срабатывает автомат захвата, отключает систему поиска и переключает следящий измеритель в режим сопровождения по дальности – схема УУ подключается к ВМ.

Точность сопровождения по дальности. В системе АСД, как и в любой следящей системе, имеют место быть ошибки переходного процесса и ошибки установившегося режима. Ошибки установившегося режима состоят из ошибок регулирования (динамических ошибок) и ошибок, обусловленных действием помех, которые будут определены аналогично тому, как это сделано в неследящем измерителе (2.28).

Рассмотрим ошибки регулирования. Система АСД является импульсной следящей системой, значения рассогласования получаются в дискретные моменты времени с частотой F_П. Такую систему можно рассматривать как непрерывную, если F_П≤ F_В, где F_В – верхняя частота спектра ошибки, которая определяется скоростью и маневренностью объектов наблюдения. Практически F_В=0,5÷0,2 Гц, а F_П=300-2000 Гц.

Представим систему АСД в виде 2-х звеньев рис.2.16: радиоприемное устройство с передаточной функцией К (в сравнении со следящей системой радиоприемное устройство является широкополосным и его можно считать безынерционным) и интегратор, усредняющий напряжения временного дискриминатора с передаточной функцией W(p).

Рис. 2.16 Эквивалентная схема системы АСД

На вход АСД поступает истинное значение τ₀, а по цепи обратной связи измененная оценка задержки . В результате временное рассогласование воздействует на систему с передаточной функцией .

Изображение выходного сигнала

τ(p) = ε(p) , (2.29)

а передаточная функция замкнутой системы

. (2.30)

Тогда τ(p) = τ₀(p) Ф(р);

.

Следовательно, передаточная функция ошибки

. (2.31)

Из теории регулирования известно, что значение ошибки установившимся режиме определяется разложением передаточной функций ошибки (2.31) в ряд возрастающим степеням p. Если ограничиться тремя членами, то получим

, (2.32)

где в точке p=0.

Ряд (2.32) сходится при p→0.

Применяя к каждому члену ряда обратное преобразование Лапласа, получим

, (2.33)

сходящийся при больших значениях t.

Первый член ряда (2.33) определяет статическую ошибку дальности, второй – скоростную, третий – ошибку ускорения. Зная закон изменения τ₀(t) и коэффициенты с₀, с₁ и с₂, можно вычислить ошибки регулирования (динамические ошибки).

Коэффициенты ряда, как видно из (2.32) определяются передаточной функцией ошибки. Если АСД один интегратор, то это система первого порядка и

с₀=0, с₁=1/K, c₂=T_max/K, (2.34)

для двух интеграторов (система 2-го порядка)

с₀=0, с₁=0, c₂=2/K , (2.35)

T_max – максимальная постоянная времени системы.

С увеличением порядка системы динамическая ошибка уменьшается, а при увеличении К динамическая ошибка так же уменьшается, но увеличивается ошибка флуктационного шума (2.28), так как с ростом усиления увеличивается полоса пропускания ∆F_Э. В результате суммарная ошибка ( ) системы АСД в установившимся режиме имеет минимум при некотором значении K = K_ОПТ. (рис.2.17).

Рис. 2.17 Зависимость ошибки определения дальности от

коэффициента усиления приёмника