4.5. Применение мощных мдп-транзисторов в импульсных источниках питания

Импульсные источники вторичного электропитания (ИВЭП) можно разделить на следующие типы:

1. Преобразователи постоянного напряжения в постоянное с импульсным преобразователем, питаемым от первичного источника в виде аккумулятора или батареи с гальваническим и без такового разделением входных и выходных цепей.

2. Бестрансформаторные источники с импульсным преобразованием электроэнергии, содержащие питаемый от первичной сети переменного тока выпрямитель, импульсный преобразователь с ВЧ-трансформатором и выпрямители, питающие нагрузку. В зависимости от требований нагрузки и уровня преобразуемой мощности импульсные преобразователи строятся по однотактным и двухтактным схемам [4,5]. В первом варианте магнитопровод трансформатора используется в режиме однополярного перемагничивания, ограничивая величину преобразуемой мощности уровнем нескольких сотен Ватт. Для преобразования мощности более 500 Вт необходим двухтактный принцип переключения, позволяющий существенно снижать объем магнитопровода ВЧ-трансформатора. Однако при этом увеличивается число ключевых транзисторов преобразователя (два или четыре). Применение мощных МДП-транзисторов в импульсных преобразователях позволяет получить следующие преимущества:

• Уменьшение динамических потерь.

• Повышение частоты переключения и, как следствие, снижение массогабаритных показателей трансформаторов и фильтров.

• Упрощение схемы управления.

• Повышение нагрузочной способности по току и тепловой стабильности.

Повышение частоты переключения до сотен килогерц позволяет снизить удельную мощность ИВЭП до 200...500 Вт/кг при эффективности преобразования 80...95%. В данных режимах процессы переключения МДП-транзисторов зависят от структуры схемы и характера нагрузки.

4.5.1. МДП-транзисторы в однотактных схемах импульсных преобразователей

Преобразователи постоянного напряжения обеспечивают гальваническое разделение входных и выходных цепей с помощью трансформаторов, преобразование и регулирование уровней выходного напряжения. Основным достоинством однотактных схем является отсутствие схем симметрирования работы трансформаторов, малое количество ключей, простота схем управления.

Наиболее широкое применение находят два типа однотактных преобразователей: с передачей энергии в нагрузку на этапе замкнутого состояния регулирующего ключа (в импульсе) и с передачей энергии на этапе разомкнутого состояния ключа (в паузе), называемых также прямоходовыми и обратноходовыми преобразователями (рис. 4.49).

а б

Рис. 4.49

Регулирование выходного напряжения возможно только при совместной работе собственно преобразователя, содержащего силовой ключ и разделительный трансформатор, и импульсного регулятора напряжения.

Основные варианты схем регуляторов постоянного напряжения с индуктивным накопителем энергии представлены на рис. 4.50.

Для индуктивной нагрузки возможными режимами работы являются режим непрерывного и разрывного тока. В режиме прерывистых токов для всех типов регуляторов напряжения нагрузка ключевого транзистора может быть представлена по схеме рис. 4.51.

а б в

Рис. 4.50

Задержка включения транзистора при данной нагрузке td(on) может быть определена по формуле (4.25), поскольку составляющие входной цепи управления остались неизменными по сравнению с чисто резистивной нагрузкой. На втором этапе включения происходит разряд выходной емкости транзистора С_OUT током стока и время включения f_0N по напряжению можно оценить по формуле:

(4.89)

где Е— выходное напряжение в схеме ключа;

Iсо = S(E_IN - V_O)— ток стока;

S — силовая крутизна транзистора;

E_IN—эквивалентное напряжение входного источника;

V₀ — пороговое напряжение отпирания транзистора.

При запирании транзистора этап задержки f_D(off) рассчитывается по формуле (4.32), а фронт выключения по напряжению t_OFF1 определяется формулой:

(4.90)

где — ток в индуктивности к моменту tp окончания положительного входного сигнала.

При t = t_OFF1 напряжение на транзисторе становится равным Е, при этом отпирается диод VD, принимающий ток, накопленный в индуктивности. При постоянном напряжении на ключе, равном Е, ток стока уменьшается по закону:

(4.91)

где C_IN = C_QS + C_GD - входная емкость транзистора.

Длительность спада тока определяется по формуле:

(4.92)

Мощность динамических потерь в транзисторе в режиме разрывных токов:

(4.93)

(4.94)

где f – частота коммутации силового транзистора.

Напряжение и ток ключевого транзистора при разрывных токах показаны на рис. 4.52. В режиме непрерывных токов в индуктивности схема ключа преобразуется к виду рис. 4.53. Ток /о представляет собой среднее значение тока в нагрузке регулятора за период. К моменту отпирания ключа диод VD открыт током нагрузки, а в его базе накоплен некоторый заряд. Время задержки включения fo(on) определяется аналогично режиму прерывистых токов. Поскольку в процессе нарастания тока стока к транзистору по-прежнему приложено постоянное напряжение Е (из-за открытого состояния обратного диода VD), напряжение во входной цепи прибора продолжает изменяться по закону:

(4.95)

Тогда изменение тока стока на этапе нарастания можно представить в виде:

(4.96)

Фронт нарастания tr состоит из двух составляющих: первая fr1 определяется изменением тока стока от нуля до непрерывного тока нагрузки I₀, вторая t_r2 связана с рассасыванием накопленного в диоде заряда. Время t_r2 определяется динамическими параметрами демпферного диода Qrr и trr и характером его восстановления. В первом приближении мощность потерь при включении в режиме непрерывных токов можно определить:

(4.97)

где .

Процесс выключения МДП-транзистора в режиме непрерывных токов протекает качественно, аналогично рассмотренному ранее для разрывных токов. Для расчета потерь P_OFF можно воспользоваться выражением (4.94), заменив I_L(tp) на величину I_O. Диаграммы переходного процесса представлены на рис. 4.54.

Рис. 4.52

Рис. 4.51 Рис. 4.53

Рис. 4.54

4.5.2. МДП-транзисторы в двухтактных схемах импульсных преобразователей

При увеличении выходной мощности в нагрузке свыше 500 Вт используют двухтактные преобразователи, которые обычно строятся по схемам с нулевым выводом, полумостовой и мостовой конфигураций (рис. 4.55). В схеме с нулевым выводом к ключевому транзистору прикладывается двойное напряжение питания. Другим недостатком схемы является возможность насыщения ВЧ транзистора постоянной составляющей тока подмагничивания; из-за неидеальности отдельных плеч преобразователя. Это ограничивает применение схемы с нулевым выводом при относительно высоких уровнях (> 100 В) питающего напряжения. Указанных недостатков лишены схемы полумостовой конфигурации, которые находят более широкое практическое применение.

а б в

Рис. 4.55

При работе на активно-индуктивную нагрузку транзисторы в двухтактных схемах должны быть зашунтированы встречно-параллельными диодами для обеспечения сброса избыточной энергии дросселя. В случае применения мощных МДП-транзисторов в качестве обратных диодов могут быть использованы внутренние диоды структуры основного ключа (рис. 4.56).

В мостовых схемах на быстрых МДП-транзисторах следует учитывать высокие скорости изменения напряжения, прикладываемые к закрытому ключу при включении противофазного транзистора. Это может приводить к следующим отказам (рис. 4.57):

1. Включение нижнего транзистора за счет заряда входной емкости выше порогового уровня.

2. Включение паразитного биполярного транзистора за счет емкостной составляющей тока через выходную емкость.

3. Включение паразитного биполярного транзистора при выключении внутреннего обратного диода, что эквивалентно резкому увеличению заряда восстановления.

Рис. 4.56

По указанным причинам рекомендуется применять схемы управления с отрицательным смещением в цепи затвор—исток при закрытом состоянии ключа (рис. 4.58), а также специальные типы МДП-транзисторов, в которых эффект отпирания паразитного биполярного транзистора подавлен технологическими методами управления временем жизни носителей. Более эффективным является применение транзисторных модулей полумостовой конфигурации с отдельно встроенными кристаллами обратных диодов (рис. 4.59), динамические характеристики которых оптимизированы для режима «мягкого» восстановления. На рис. 4.60 показаны ограничения, накладываемые на токовую нагрузку ключей при воздействии динамических эффектов напряжения и тока для различных типов МДП-транзисторов. Дополнительным фактором обеспечения надежной работы преобразователя является строгий алгоритм подключения систем питания. При запуске сначала подается напряжение в схему управления, затем включается силовое питание.

Рис. 4.57 Рис. 4.58 Рис. 4.59

При выключении преобразователя первым отключается силовое питание, затем проверяется разряд всех фильтровых конденсаторов и только в последнюю очередь отключается питание цепей смещения транзисторов. При работе импульсных преобразователей на токи нагрузки в десятки и сотни ампер со скоростью изменения характерной для МДП-транзисторов от 100 А/мкс и выше необходимо учитывать паразитные индуктивности схемы (рис. 4.61). Данные индуктивности определяются как внутренними индуктивностями корпусов силовых транзисторов (главным образом со стороны цепей разводки истока Ls), так и индуктивностями монтажа LD. Типовые значения Ls для современных корпусов полумостовой конфигурации МДП-транзисторов 5...15 нГн.

При относительно грамотной конструкции силового монтажа внешняя паразитная индуктивность LD = 20...100нГн. Паразитные индуктивности схемы приводят к следующим эффектам:

1. Ухудшают эффективность управления:

(4.98)

где - скорость изменения выходного тока стока;

— динамическая составляющая тока затвора.

2. Вызывают всплеск напряжения при выключении и провал при включении:

(4.99)

Рис. 4.60 Рис. 4.61

а б

Рис. 4.62

Практические рекомендации для уменьшения влияния паразитных индуктивностей сводятся к мерам защитного характера (рис. 4.62), а также конструктивным приемам уменьшения паразитных эффектов (рис. 4.63). Переходные процессы переключения МДП-транзисторов в двухтактных схемах с индуктивной нагрузкой качественно аналогичны рассмотренному варианту для отдельного ключа в режиме непрерывных и разрывных токов, при этом роль обратного диода выполняет диод противофазного транзистора. При использовании полумостовых модульных конструкций в схемах преобразователей с широтно-импульсной модуляцией основные динамические потери ключей определяются главным образом потерями на включение. Для отдельного модуля данные потери складываются из потерь на переключение транзистора и потерь при восстановлении противофазного диода. Общую энергию потерь на включение можно рассчитать по формуле:

(4.100)

Рис. 4.63

где I_O — непрерывный ток нагрузки;

Е— напряжение питания полумостовой схемы;

Qrr — заряд восстановления противофазного диода;

—скорость нарастания тока стока при включении.

При известной паразитной индуктивности модуля Ls скорость di_D/dt на 1 этапе включения с учетом (4.96) и (4.98) можно определить по формуле:

(4.101)

Уравнение (4.100) показывает, что для минимизации потерь необходимо уменьшать величину обратного заряда Огг, а также увеличивать скорость di_D/dt.

4.5.3. МДП-транзисторы в схемах синхронных выпрямителей

Эффективность ИВЭП, а также его тепловой режим в значительной мере определяются потерей мощности в диодных элементах выпрямителей, питающих низковольтную нагрузку (Рис. 4.64).

Падение напряжения на диодах на интервале проводимости определяет статические потери мощности:

(4.102)

где \/_O, R_DIF — пороговое напряжение и дифференциальное сопротивление диода, аппроксимирующие прямую ветвь ВАХ;

I_AV — среднее значение тока за период;

I _EF — действующее значение тока за период;

Т— период рабочего цикла.

Дополнительные потери мощности связаны с динамическими характеристиками диода и пропорциональны рабочей частоте переключения. В выпрямительных схемах ИВЭП с частотой коммутации десятки—сотни кГц применяются только высокочастотные диоды. Обычные ВЧ диоды с р-n-переходом изготовленные на основе кремния, имеют относительно высокие прямые напряжения (0.5...1 В), что для схем с низковольтным выходным напряжением (единицы вольт) и токами нагрузки в десятки ампер создает значительные трудности как по эффективности выпрямления, так и по потерям. Не решает проблемы и использование параллельных сборок, поскольку в ВЧ-диодах прямое напряжение определяется главным образом пороговой составляющей при малых дифференциальных сопротивлениях.

Большей эффективностью обладают схемы на основе диодов Шоттки, в которых отсутствует явление инжекции. Кроме лучших частотных свойств данные диоды имеют и меньшие прямые напряжения (0.3...0.6 В) из-за пониженной высоты потенциального барьера (рис. 4.65). Это позволяет увеличивать допустимую плотность прямого тока, чему способствуют и хорошие свойства теплопередачи выпрямляющего металлического контакта диодов Шоттки.

Новым техническим решением является использование в выпрямительных схемах ключевых транзисторов с пониженным выходным напряжением до долей вольта и синхронным переключением в такт с высокочастотным входным сигналом (так называемые синхронные выпрямители). На рис. 4.66 представлена схема выпрямителя на биполярных транзисторах.

Ограничением применения биполярных транзисторов является условие:

(4.103)

где V_ВЕ(mах) – максимально допустимое обратное напряжение на эмиттерном переходе (для современных транзисторов 3...7 В);

V_OUT – выходное напряжение выпрямителя.

Наиболее эффективным для выпрямителей с выходным напряжением 5В; 3.3В и менее оказалось применение низковольтных силовых МДП-транзисторов, когда в качестве выпрямляющего диода используется внутренний обратный р-n-переход структуры ключа.

Встроенный диод обладает предельными параметрами тока и напряжения, соответствующими основному ключу. Прямое падение напряжения на диоде может быть существенно уменьшено при одновременной подаче положительного смещения на затвор транзистора (рис. 4.67). По частотным характеристикам встроенные диоды приближаются к современным ВЧ-аналогам дискретного типа. Поскольку прямое напряжение на внутреннем обратном диоде пропорционально омическому сопротивлению проводящего канала наименьшие значения достигаются в низковольтных структурах МДП-транзисторов типа OptiMOS (фирма «Infineon Technologies») или «StripFET» (фирма «IR»).

Рис. 4.65 Рис. 4.66

Основной проблемой при построении синхронных выпрямителей является правильное формирование управляющих напряжений на затворах силовых МДП-ключей. Обычным решением является режим самосинхронизации с использованием напряжения на вторичных обмотках ВЧ-трансформатора. На рис. 4.68 показана структурная схема импульсного (источника питания частотой 200 кГц на выходную мощность 200 Вт (разработка фирмы «InfineonTechnologies», использующая схему обычного и синхронного выпрямления).

Рис. 4.67

Рис. 4.68