2.2.2. Работа ключа второго типа.

На рис. 2.21 приведена схема ключа второго типа.

Рис. 2.21. Схема ключа второго типа и режимы работы.

При подаче на вход U⁰ (рис. 2.21,а), от Еп через R1 и открытый диод VD1 потечет I⁰_вх. При этом VD2 должен быть закрыт, а следовательно и закрыт транзистор. На выходе схемы будет U¹ .

При подаче на вход U¹ (рис. 2.21,б), разность потенциалов между Еп и входом будет незначительной и ток через R1 и открытый диод VD2 потечет в базу транзистора и введет его в насыщение. На выходе схемы будет U⁰.

В случае, когда на входе U⁰ , небольшое повышение напряжения на входе приведет к увеличению потенциала в точке А (рис.2.21,а), что в свою очередь может привести к открытию диода VD2, и переходу транзистора в насыщение.

Для повышения U_П, необходимо обеспечить смещение напряжения точки А (рис. 2.22) относительно потенциала базы. Это смещение обеспечивается введением в цепь базы второго диода. Падение напряжения на открытых диодах будет составлять 1,2-1,6В.

Рис. 2.22. Повышение помехоустойчивости.

Если на входе “1”, то весь ток через R1 потечет в базу, и транзистор будет находиться в насыщении. При подаче на вход “0” ток базы уменьшится, но будет протекать. Это приводит к тому, что транзистор очень медленно будет выходить из насыщения, т.е. будет длительная стадия рассасывания (t_р). Для повышения быстродействия схемы вводится цепочка R2, Е_б (рис. 2.23). Таким образом, при “0” на входе ток будет протекать на Е_б, что обеспечит более низкий потенциал базы транзистора. Кроме этого, не будет тратиться время на открывание p-n переходов в диодах VD2, VD2 при переводе транзистора в насыщение, так как они всегда будут открыты.

Рис. 2.23. Повышение быстродействия.

Быстродействие транзисторного ключа во многом зависит от выбранного транзистора. При условии, что транзистор задан, время переключения можно изменить параметрами схемы. Например, при уменьшении R1 увеличится ток базы, который приведет к более быстрому насыщению транзистора, т.е. уменьшится время t¹⁰. Но при этом транзистор будет входить в насыщение более глубоко, что увеличит время рассасывания. Для уменьшения степени насыщения транзистора в схему вводят антинасыщающий диод VD4 (рис. 2.24, а).

По мере увеличения тока базы и открывания транзистора, понижается потенциал коллектора. В момент, когда потенциал коллектора станет ниже потенциала точки А, откроется диод VD4 и избыточный ток потечет через него на коллектор. При этом степень насыщения транзистора будет меньше, чем в схеме без диода VD4, а следовательно уменьшится время рассасывания (tр), но при этом незначительно повысится значение U⁰_вых (рис. 2.24, б).

t⁰¹ зависит от емкости нагрузки. Для уменьшения этого времени можно уменьшить Rк. При этом возрастет ток коллектора, который обеспечит быстрый заряд емкости нагрузки.

Рис. 2.24. Включение антинасыщающего диода в транзисторный ключ а) направление токов в схеме, б) микровременные диаграммы работы без диода и с ним.

2.2.3 Расчет ключа второго типа.

Расчет выходного каскада ключа второго типа. В качестве исходных данных используются I⁰_нагр при заданном U⁰_вых, t⁰¹ и n. Перед началом расчета необходимо выбрать Е_П > U¹_мин и транзистор.

Выбор Rк осуществляется в сторону уменьшения протекающего через коллектор транзистора тока. Нижнюю границу для Rк определим исходя из I_к.доп выбранного транзистора.

(2.22)

Верхняя граница Rк ограничивается временем выключения выходного каскада (выражение 2.8).

Определив Rк и зная  вычислим ток базы, необходимый для насыщения транзистора со степенью насыщения 1,5:

Полученное значение I_б является исходным для вычисления параметров входного каскада.

Расчет входного каскада ключа второго типа. Для расчета входного каскада необходимо определить потенциал в точке А (рис. 2.23).

При выборе R1 и R2 необходимо учесть три требования.

1. При U_вх=U¹_min тока базы должно хватить для поддержания транзистора в насыщении при самой большой нагрузке (I_б>I_бн).

2. При U_вх=U⁰_max должно выполняться условие – I⁰_вх  I⁰ _{вх ном}.(заданный I⁰ _вх )

3. При U_вх=U⁰_max диоды V2 и V3 должны быть открыты, чтобы падение напряжения на них обеспечивало помехоустойчивость по «0», т.е. необходимо обеспечить протекание тока I_д>I _д.пор0.10.2 мА.

При подаче на вход «1», потенциал в точке А должен быть выше, чем потенциал базы, чтобы транзистор был в насыщении (рис 2.25). Для этого необходимо, чтобы выполнялось следующее условие:

,

где 2U_V – падение напряжения на открытых диодах VD2, VD3.

Рис. 2.25. Ключ второго типа при «1» на входе а) на n-p-n транзисторе, б) на p-n-p транзисторе.

Отсюда область допустимых значений для R1 и R2 будет определяться неравенством 2.23. На рис. 2.26 представлен качественный вид области определяемой первым условием.

(2.23)

Для ключа на p-n-p транзисторе (рис. 2.25,б) неравенство 2.23 примет вид:

Рис. 2.26. Область насыщения.

Для соблюдения ограничения на I⁰_вх при U_вх=U⁰_max рассматривается ситуация, кода на вход транзисторного ключа подается логический «0» (рис. 2.27). При этом потенциал в точке А должен быть ниже, чем потенциал базы, и транзистор находится в отсечке

(2.24)

Определим потенциал в точке А для R1:

(2.25)

С другой стороны потенциал в точке А для R2 определяется как:

, (2.26)

где 2U_{v пор} – пороговое значение падения напряжения на диодах VD2, VD3.

Рис. 2.27. Ключ второго типа при «0» на входе а) на n-p-n транзисторе, б) на p-n-p транзисторе.

Подставив значения потенциалов из выражений 2.25 и 2.26 в выражение 2.31, мы можем определить токи, протекающие через R1 и R2:

отсюда получаем неравенство, определяющее ограничение на R1, R2.

(2.27)

Для ключа на p-n-p транзисторе (рис. 2.27,б) неравенство 2.27 примет вид:

Качественный вид области допустимых значений, определяемой данным неравенством, показан на рис. 2.28.

Поддержание в открытом состоянии диодов VD2 и VD3 при U_вх=U⁰_max.

Для поддержания диодов VD2 и VD3 в открытом состоянии, необходимо обеспечить протекание тока I_V >I_{V .пор}0.10.2 мА.

(2.28)

Область допустимых значений, удовлетворяющая трем рассмотренным условиям, представлена на рис.2.29.

Рис. 2.28. Область допустимых значений R1 и R2 при

ограничении на I⁰_{вх ном}.

Рис. 2.29. Область допустимых значений R1, R2.

Помехоустойчивость схем второго типа. Помехоустойчивость схем второго типа определяется значениями порогового напряжения диодов, транзистора, а также значениями падения напряжения на открытых диодах и потенциалом базы открытого транзистора.

Помехоустойчивость по «0» При повышении напряжения на входе (U⁰_вх), ток входа начинает уменьшаться, и начинает открываться транзистор. Напряжение, при котором закроется диод VD1, и будет являться граничным значением «0» (U⁰_гр).

(2.29)

Помехоустойчивость по «1» При понижении U¹_вх, ток, протекающий в базу транзистора через R1 и диоды VD2, VD3 начинает протекать через диод VD1. Момент открывания этого диода и будет определяться U¹_гр. Как только VD1 откроется, транзистор выйдет из насыщения.

(2.30)

Работа ключа второго типа на аналогичные ключи. Определим, каким образом влияет нагрузка второго типа на выход транзисторного ключа.

Режимом нагружения при подключении ключа второго типа является режим открытого транзистора источника сигнала (U_вых соответствует логическому “0”) (рис 2.30, а – для n-p-n транзистора, рис. 2.31,а – для p-n-p транзистора). В этом случае протекает ток нагрузки нуля (I⁰ _нагр), который нагружает источник сигнала. Если транзистор закрыт, то ток через него не протекает, и он находится в режиме холостого хода (рис 2.30, б – для n-p-n транзистора, рис. 2.31,б – для p-n-p транзистора).

Рассмотрим выходную характеристику транзистора источника сигнала для некоторого I_б (рис. 2.32).

Рис. 2.30. Работа ключа второго типа на аналогичные на n-p-n транзисторе: а) в режиме нагружения, б) в режиме холостого хода.

Рис. 2.31. Работа ключа второго типа на аналогичные на p-n-p транзисторе: а) в режиме нагружения, б) в режиме холостого хода.

Нагрузочная прямая 1 соответствует режиму работы ключа без нагрузки. Эта прямая определяется только параметрами источника сигнала (Еп и Rk). При этом на выходе будет уровень напряжения холостого хода (U⁰_xx) равного U_кэн. При увеличении нагрузки (прямая 2) ток коллектора (Iк) увеличивается на величину I⁰_нагр, протекающего через сопротивление нагрузки (Rн), подключаемого параллельно Rк. При этом на выходе происходит некоторое увеличение напряжения. Максимальный ток нагрузки (I⁰_н.макс) определяется U⁰_max (прямая 3). Дальнейшее увеличение нагрузки приведет к недопустимому превышению U⁰ и может вывести транзистор из насыщения (прямая 4). Для поддержания такого тока нагрузки необходимо будет увеличение тока базы (I_б1).

Рис. 2.32. Выходная характеристика транзистора и изменение U⁰вых при подключении нагрузки.

На рис. 2.33 показана нагрузочная характеристика ключа второго типа. При I⁰_нагр = 0 на выходе потенциал U_кэн. При повышении тока нагрузки потенциал коллектора возрастает, так как начинает уменьшаться степень насыщения транзистора. Необходимо выполнение условия насыщения (I_к<I_б). Критическим значением является U⁰_max. Для увеличения нагрузочной способности можно увеличить ток базы или взять транзистор с более высоким коэффициентом усиления. Но при этом необходимо еще учитывать I_к.доп, превышение которого приведет к выходу транзистора из строя.

Рис 2.33. Изменение нагрузочной характеристики при увеличении .

Исходя из этого получаем ограничения на I⁰_н.макс:

(2.31)

I⁰_к.макс – это ток, который протекает через коллектор транзистора. А ток коллектора складывается из тока, протекающего через Rк и I⁰_нагр. Тогда ток I⁰_нагр определяется как:

(2.32)

Ток базы - это разность тока через R1 и R2. Исходя из того, что R1 и R2 уже выбраны, получим выражение для определения I_б:

(2.33)

Для ключа на p-n-p транзисторе выражение 2.33 примет вид:

Коэффициент разветвления по выходу определяем по формуле

(2.34)

(2.35),

где U_vпор – пороговое напряжение диода.

Для ключа на транзисторе p-n-p типа выражение 2.35 примет вид:

Примечание.

В ненагруженном состоянии, схемы II типа находятся в глубоком насыщении . По мере нагружения схемы, степень насыщения уменьшается. Максимальная нагрузка - это нагрузка , которая приводит к степени насыщения S = 1.5.