1. В кожної зі схем увімкнення транзистора у вхідному колі протікає струм підсилюваного сигналу, отже, витрачається і потужність. Тому кожен з підсилювальних каскадів на транзисторах можна розглядати як підсилювач потужності.

2. Вхідний опір схем відносно малий, особливо в схемах зі спільною базою та спільним емітером, а вихідні опори відносно великі, що викликає ускладнення при узгодженні окремих каскадів.

6.6. Живлення кола бази транзистора

Живлення кола бази транзистора за схемою з фіксованим струмом бази. В практичних схемах увімкнення транзистора з СЕ та СК джерело живлення бази  не застосовується, а саме коло бази живиться від колекторної напруги  за допомогою додаткових елементів схеми. Найпростішою є схема живлення кола бази з фіксованим струмом бази (Рис. 6.20, а).

В цій схемі базове коло становить дільник напруги (Рис. 6.20, б), який складається з додаткового опору  та внутрішнього опору емітерного переходу транзистора VT1 .

Струм бази , який відповідає вибраному положенню робочої точки, буде протікати через емітерний перехід, створюючи на ньому падіння напруги , яка і буде виконувати функції додаткового джерела живлення .

З другого закону Кірхгофа отримуємо: ; .

В позначенні  індекс нуль відповідає значенню в робочій точці. Надалі індекс нуль будемо застосовувати і для інших значень струмів і напруг в робочій точці:

.

Оскільки , то можна використовувати спрощену формулу: .

Недолік цієї схеми полягає в тому, що вона не може працювати в широкому діапазоні температур, оскільки внутрішній опір емітерного переходу транзистора  дуже сильно залежить від температури. Дещо краще працює схема з фіксованою напругою бази.

Живлення кола бази транзистора за схемою з фіксованою напругою на базі.

Схема живлення кола бази транзистора за схемою з фіксованою напругою бази наведена на Рис. 6.21, а. В цій схемі дільник напруги складається з резистора  та резистора , який увімкнений паралельно до внутрішнього опору емітерного переходу транзистора  (Рис. 6.21, б).

^{Для цієї схеми:}

;

,

де  — струм, який протікає через дільник напруги ,  і приймається рівним: .

.

Отже:

,

,

.

Напруга  визначається з вхідної характеристики транзистора за заданим струмом бази . Ця схема, у порівнянні зі схемою з фіксованим струмом бази, працює краще і в ширшому діапазоні температур, однак, для нормальної її роботи потрібно застосовувати температурну стабілізацію робочої точки транзистора.

6.7. Температурна стабілізація робочої точки транзистора

Температурна стабілізація (термостабілізація) робочої точки транзистора за допомогою терморезистора та напівпровідникового діода.

При нагріванні транзистора його робоча точка (Р.Т.) зміщується на прямій навантаження, що спричиняє збільшення колекторного струму до  та, відповідно, зменшення напруги  до  (Рис. 6.22). Це рівнозначно привідкриванню транзистора. Тому основним завданням температурної стабілізації є зменшення в цей момент струму колектора. Таке регулювання струму колектора можна досягти кількома способами. Одним з них є увімкнення в схему паралельно до опору  (див. Рис. 6.21, а) терморезистора з від’ємним температурним коефіцієнтом опору  (Рис. 6.23, а).

При нагріванні опір терморезистора зменшується, що викликає зменшення загального опору резисторів  та , які увімкнені паралельно. За рахунок цього напруга  буде зменшуватись, емітерний перехід буде призакриватись, і, відповідно, робоча точка збереже своє положення на прямій навантаження.

Аналогічним чином працює і термостабілізація робочої точки за допомогою напівпровідникового діода (Рис. 6.23, б).

При збільшенні температури опір діода в зворотному увімкненні буде зменшуватись за рахунок термогенерації носіїв заряду в напівпровіднику. Загальний опір резистора  та діода , які увімкнені паралельно, буде зменшуватись, що, як і в попередньому випадку, приведе до зменшення напруги , транзистор призакриється і робоча точка збереже своє положення.

Недоліком схем з терморезистором та напівпровідниковим діодом є те, що, як терморезистор, так і напівпровідниковий діод, повинні підбиратись за своїми температурними властивостями для кожного конкретного транзистора. Тому ці схеми дуже рідко використовуються, а найчастіше застосовують схеми температурної стабілізації за допомогою негативного зворотного зв’язку (НЗЗ) за постійним струмом чи напругою.

Термостабілізація робочої точки транзистора з допомогою негативного зворотного зв’язку (НЗЗ) за постійною напругою.

Цей вид термостабілізації (Рис. 6.24) застосовується при живленні кола бази за схемою з фіксованим струмом бази. В цьому випадку резистор  під'єднується не до джерела живлення, а до колектора транзистора. Користуючись рівняннями Кірхгофа, отримаємо:

.

Виходячи з цього, оскільки , то зменшення напруги на колекторі транзистора  спричинить зменшення напруги на базі :

.

Тобто при збільшенні температури напруга  зменшується. Це зменшення напруги через коло зворотного зв’язку (ЗЗ) на резисторі , передається на базу транзистора. Напруга  зменшується. Емітерний перехід призакривається і робоча точка зберігає своє положення.

Термостабілізація робочої точки з допомогою НЗЗ за постійним струмом.

Термостабілізація робочої точки з допомогою НЗЗ за постійним струмом застосовується при живленні кола бази в схемі з фіксованою напругою бази (Рис. 6.25). При зростанні температури збільшується струм колектора транзистора , а, відповідно, і струм емітера  ( ). За рахунок цього  буде зменшуватись: , оскільки  .

Емітерний перехід призакривається і робоча точка зберігає своє положення. Оскільки зміна напруги на  повинна залежати тільки від зміни температури та не змінюватися за законом змінної складової вхідного сигналу, то резистор  шунтується конденсатором великої ємності, через який і буде протікати змінна складова, а через  буде протікати постійна складова струму.

Величину ємності визначають з умови:

.

6.8. Порядок розрахунку підсилювального каскаду на біполярному транзисторі в схемі з фіксованою напругою бази та термостабілізацією робочої точки з допомогою нзз за постійним струмом

Розрахунок параметрів схеми (див. Рис. 6.25) проводиться за допомогою графоаналітичного методу в наступній послідовності:

1. Для вибору транзистора необхідно визначити параметри, які він повинен забезпечувати в цій схемі підсилення, а потім за ними вибрати сам транзистор. Параметри, за якими з довідника вибирається транзистор, визначаються наступним чином:

-        Потужність, яка розсіюється на колекторі транзистора:

;

-        Гранична робоча частота транзистора:

;

-        Максимально допустима робоча напруга:

;

-        Максимальний струм колектора:

.

2. За обчисленими значеннями з довідника вибирається транзистор, який би забезпечував необхідні параметри каскаду.

-        Перерисовуються вхідні та вихідні характеристики обраного транзистора (приблизний їх вигляд подано на Рис. 6.26).

-        Проводиться розрахунок режиму за постійним струмом.

3. Режим за постійним струмом розраховується в наступній послідовності:

-        Визначається напруга джерела живлення:

;

-        Визначається струм, та напруга зміщення за постійним струмом:

;

;

-        На вихідних характеристиках транзистора побудується пряма навантаження.

Пряма навантаження повинна пройти через дві точки, які визначають режим роботи транзистора за постійним струмом:

1 точка: I_К = 0; U_КЕ = E_К;

2 точка: I_К = I_0 К; U_КЕ = U_0 КЕ (див. рис.14‑26, б). 

-        Визначаються значення опорів в колі емітера та колектора транзистора і опорів дільника.

Для цього:

-        Визначається сумарний опір в колі колектора:

,

де I_К ‑ сумарний струм в колі колектора транзистора, його можна визначити з вихідних характеристик як точку перетину прямої навантаження з віссю струмів.

-        Визначаються опори резисторів R_К та R_Е:

Визначення значення опорів цих резисторів проводиться, виходячи з наступного твердження: R_заг = R_К+R_Е. Прийнявши R_Е = (0,15¸0,25)R_К, отримаємо:

;

;

Значення опорів вибираються зі стандартного ряду номіналів Е24, а їх потужність визначається за формулою: . Резистори вибираються з номінальною потужністю, яка визначається з ряду 0,125; 0,25; 0,5; 1; 2; 5 Вт.

-        Визначається вхідний опір каскаду для змінного струму:

,

де U_m вх та I_m вх визначаються з вхідних характеристик вибраного транзистора (Рис. 6.27, а);

-        Далі можна визначити опори дільника напруги R1 та R2. Для зменшення шунтуючої дії дільника на вхідне коло каскаду можна прийняти R_1‑2=(8¸12)R^~_вх.

Із розрахункової схеми випливає:

,

тоді:

; .

Значення опорів вибираються зі стандартного ряду номіналів Е24: R1 – в меншу сторону, R2 – в більшу.

4. Визначаються значення роздільної ємності та ємності в колі емітера транзистора.

Значення цих ємностей визначаються виходячи з забезпечення номінальних частотних спотворень каскаду, які вноситимуться обома конденсаторами:

;

;

У формулах М_Р та М_Е – доля частотних спотворень, які вносяться відповідно конденсаторами С_Р та С_Е.

Можна прийняти: М_Р = (0,4¸0,6)М_н; М_Е = М_н – М_Р.

З довідника вибираються конденсатори, які б забезпечували розрахунковий коефіцієнт нелінійних спотворень з ємностями рівними, або більшими від обчислених.

5. Оцінюється коефіцієнт нестабільності роботи каскаду:

,

де  ‑ найбільший можливий коефіцієнт підсилення за струмом вибраного транзистора ( = h_21Е).

Для нормальної роботи каскаду коефіцієнт нестабільності повинен знаходитись в межах (1¸6).

Визначається коефіцієнт підсилення каскаду за напругою.

Коефіцієнт підсилення каскаду за напругою визначається з характеристик:

.

Результатом проведених обчислень є схема каскаду з типономіналами електрорадіоелементів, які в ній застосовуються.

6.9. Частотні властивості транзисторів

Зі збільшенням частоти підсилювальні властивості транзистора погіршуються. Це відбувається в основному з двох причин.

Перша причина полягає в інерційності дифузійного процесу, який обумовлює рух дірок через базу до колектора.

Як відомо, для направленої дифузії (переносу) часток необхідно створити таку їх концентрацію, яка зменшується в напрямку переносу (Рис. 6.27). Дірковий струм біля емітерного та колекторного переходів пропорційний градієнтові концентрації дірок у цих перетинах, тобто пропорційний кутові нахилу дотичної, проведеної до розподілу концентрації у відповідних крапках. На Рис. 6.27, б пунктирними лініями показані розподіли концентрацій дірок у сталому режимі для трьох різних значень струму емітера: , , . Зневажаючи електронною та рекомбінаційною складовими струму емітера та некерованим струмом колектора, можна стверджувати, що в сталому режимі , що є наслідком лінійного розподілу концентрації дірок у базі, при якому градієнти концентрації біля емітерного та колекторного переходів однакові. Струмам емітера , ,  у сталих режимах будуть відповідати струми колектора , , .

Нехай у початковому стані транзистора . Швидка зміна струму емітера на  за  викличе збільшення градієнту концентрації дірок біля емітерного переходу, який буде відповідати струмові  (у крапці 4 у момент  градієнт концентрації дірок дорівнює градієнтові в крапці 3, Рис. 6.27 б), а градієнт концентрації дірок біля колекторного переходу збільшиться на меншу величину, оскільки за відносно короткий проміжок часу  база не встигне заповнитися необхідною кількістю дірок і в ній установиться нелінійний розподіл концентрації, показаний лінією, яка виходить із крапки 4.

Наступне швидке зменшення струму емітера на  за  спричинить те, що градієнт концентрації дірок біля емітерного переходу буде відповідати  (у крапках 5 та 2 на Рис. 6.27, б градієнт однаковий), а градієнт концентрації дірок біля колекторного переходу буде більшим, ніж необхідно для , оскільки база за  не встигне цілком звільнитися від зайвої кількості дірок та в ній не встигне установитися лінійний розподіл концентрації, показаний пунктирною лінією, яка виходить із крапки 2.

В проміжку часу між  та , коли струм емітера вже зменшується, градієнт концентрації дірок біля колекторного переходу досягне максимуму, але він буде меншим за той, який міг би бути в сталому режимі при . Отже, , звідки .

На Рис. 6.27, б також показані розподіли концентрацій дірок у базі для моментів часу  та  (криві, що проходять через крапки 6 і 7). Міркуючи аналогічно, можна побудувати негативний півперіод змінної складової струму колектора.

Зі сказаного випливає, що на високій частоті амплітуда  стає меншою за можливу амплітуду колекторного струму на нижчій частоті, що, при відносно повільних змінах приблизно рівний , тобто  зі збільшенням частоти зменшується. Крім того, змінні складові струмів колектора та емітера виявляються зсунутими за фазою на деякий кут ( відстає від ). Дані твердження стають очевидними, якщо діаграму струму емітера сумістити з діаграмою струму колектора (на Рис. 6.27, в струм емітера показаний лінією синього кольору).

На Рис. 6.28 наведено залежність коефіцієнта прямої передачі за струмом транзистора з СБ від частоти.

Частота, на якій цей коефіцієнт зменшується у  рази, називається граничною частотою та позначається .

Гранична частота транзистора визначається коефіцієнтом дифузії інжектованих у базу носіїв та товщиною бази:

.

З формули  випливає, що незначне зменшення , спричиняє істотне зменшення .

Нехай , тоді . На граничній частоті , на цій же частоті , що відповідає зменшенню  у  рази. Тому частотні властивості транзистора в схемі з СЕ гірші.

На Рис. 6.29 наведено залежність коефіцієнта прямої передачі за струмом транзистора з СЕ від частоти.

Частота, на якій коефіцієнт прямої передачі за струмом транзистора з СЕ зменшується в  рази, позначається  (Рис. 6.29). Ця частота приблизно у  разів менша, ніж .

При розрахунку схем часто використовується як параметр частота , на якій модуль коефіцієнта прямої передачі за струмом транзистора з СЕ стає рівним одиниці (Рис. 6.28).

Другою причиною, яка погіршує підсилювальні властивості транзизистора зі збільшенням частоти, є ємність колекторного переходу .

На Рис. 6.30 показана найпростіша еквівалентна схема підсилювального каскаду на транзисторі з СБ для високих частот. На цій схемі видно, що ємністю  зашунтовано опір  (опорами  та  можна знехтувати, оскільки вони відносно великі). Умовно можна вважати, що шунтуюча дія ємності виявляється помітною, коли її опір стає меншим шунтованого, тобто .

Якщо прийняти , то частотні властивості колекторного кола безпосередньо самого транзистора можуть бути оцінені за допомогою рівності

, або  ,

де  — кругова частота, починаючи з якої потрібно враховувати шунтуючу дію ;  — параметр транзистора, що носить назву постійної часу колекторного кола.

Чим менша постійна часу ( ), тим більша , тобто тим вища гранична частота колекторного кола.

У транзисторів з відносно широкою базою частотні властивості визначаються, в основному, інерційністю дифузійного процесу, тобто параметром  (або ).

При зменшенні товщини бази частотні властивості транзистора покращуються. Однак ця міра ефективна лише до визначеної межі, оскільки зі зменшенням  збільшується опір , що, у свою чергу, веде до погіршення частотних властивостей транзистора. Тому частотні властивості високочастотних транзисторів визначаються не граничною частотою , а постійною часу колекторного кола .

Варто відмітити, що на цих частотах транзистор ще може підсилювати та генерувати електричні коливання. Але існує деяка максимальна частота (або частота генерації), на якій максимально можливий коефіцієнт підсилення транзистора за потужністю стає рівним одиниці . На частотах, більших за , транзистор остаточно втрачає свою підсилювальну властивість. Ці частоти для всіх схем увімкнення транзистора однакові та визначається формулою

.

6.10. Імпульсні властивості транзисторів

При роботі транзистора в імпульсних схемах розрізняють режими малого та великого сигналу.

При великій амплітуді сигналу транзистори працюють у режимі перемикання або, як говорять, у режимі ключа, оскільки їх призначення полягає в замиканні та розмиканні кола навантаження при надходженні у вхідне коло сигналів управління.

На Рис. 6.31 наведена схема найпростішого ключа на транзисторі увімкненому з СБ, а на Рис. 6.32 показані положення точок на сімействі колекторних характеристик, які відповідають ключовому режимові: точка A — ключ розімкнений та точка B — ключ замкнений. В точці B транзистор попадає в режим насичення, при цьому через навантаження, яке увімкнене в колекторне коло, протікає максимально можливий струм .

В точці A транзистор попадає в режим відсічки, при цьому через навантаження протікає лише некерований струм колектора, який відносно малий. (В подальших міркуваннях цей струм буде вважатися рівним нулеві .)

Якість ключа визначається насамперед швидкістю перемикання, тобто часом його переходу з одного стану в інший. Швидкість переходу транзистора з режиму відсічки в режим насичення та назад, головним чином, залежить від перехідних процесів у базі, пов'язаних зі накопиченням та розсмоктуванням нерівноважних зарядів, тобто зарядом та розрядом дифузійної ємності емітерного переходу.

На Рис. 6.33 наведені часові діаграми, які ілюструють перехідні процеси в колах транзистора, що працює в режимі ключа.

На вхід транзистора подається сигнал управління у виді перепадів напруги, які виконують замикання та розмикання транзисторного ключа (як буде показано нижче, розмикання краще виконувати шляхом подачі невеликої замикаючої напруги на емітер).

У проміжку часу від  до  транзистор закритий, струм колектора практично дорівнює нулеві, ключ розімкнений. В момент часу  подається напруга відкривання.

Якщо , то струм у колі емітера з'явиться відразу. Переважно струм емітера в ключових схемах роблять . Струм  називають надлишковим струмом, а відношення  – коефіцієнтом (або глибиною) насичення бази.

Після виникнення струму емітера струм у колекторному колі з'являється не відразу, а після закінчення деякого часу, який носить назву часу затримки на увімкнення . Цей час витрачається на дифузійне переміщення через базу інжектованих у неї носіїв. Варто відмітити, що  відносно малий та в багатьох випадках наближених розрахунків ним знехтують.

Струм колектора досягає значення насичення не відразу, а лише в міру накопичення базою достатньої кількості нерівноважних носіїв (для транзистора типу p‑n‑p – дірок), при якому в перетинах бази встановлюється необхідна величина градієнта їх концентрації. При цьому струм колектора зростає приблизно за експонентою і прагне до рівня удаваного струму колектора  ( — струм колекторного кола, який відповідає , при відсутності насичення). На рівні  колекторний струм установлює свою величину і перехідний процес у колекторного кола завершується. Це відбувається в момент часу . Різниця  називається переднім фронтом імпульсу колекторного струму.

На Рис. 6.34, а наведені діаграми розподілу концентрації дірок у базі для моментів часу  та  (криві 2 та 3). Проміжний розподіл показаний пунктирною лінією.

Після досягнення колекторним струмом значення  перехідний процес у базі транзистора ще не завершується, оскільки концентрація дірок при наявності надлишкового струму емітера продовжує якийсь час збільшуватися. Цьому сприяє пряма напруга, яка з'являється в режимі насичення, на колекторному переході ( ) і перешкоджає вільному проходженню дірок у колектор та, тим самим, спричиняє підвищення їх концентрації. У момент часу  усі перехідні процеси в транзисторі завершуються і в базі встановлюється розподіл концентрації дірок відповідно до кривої 4 на Рис. 6.34, а. З цього рисунка випливає, що в режимі насичення база транзистора накопичує надлишковий заряд, який прямо пропорційний площі заштрихованої області.

Проміжок часу  називається часом установлення, він відповідає часові заряду дифузійної ємності емітерного переходу.

В сталому режимі надлишковий струм емітера повністю замикається через коло бази , це відбувається через посилену рекомбінацію дірок, які у режимі насичення не можуть вільно потрапляти в колектор.

Якщо збільшити струм емітера, це спричинить збільшення надлишкового заряду, який накопичується базою (штрих-пунктирна лінія, Рис. 6.34, а), а струм колектора залишиться практично незмінним та рівним  .

Після подачі на вхід транзистора замикаючої напруги струм у колі колектора протягом деякого проміжку часу , який носить назву затримки на вимикання, залишається незмінним та рівним . Колекторне коло протягом цього проміжку часу продовжує живити надлишковий заряд, накопичений у базі.

Зворотна напруга, прикладена до емітера, ставить емітерний перехід в умови, аналогічні з колекторним переходом, тому в початковий момент у колі емітера виникає значний зворотний струм  (він подібний до зворотного струму діода, який виникає при його перемиканні, та спричиняється тими ж причинами). Цей струм може зберігати незмінним своє значення до моменту .

На Рис. 6.34, б показані діаграми розподілу концентрації дірок у базі для моментів часу  , ,  (криві 5, 6 та 7; проміжні криві показані штриховими лініями). Після  у колекторному колі та після  у колі емітера струми починають зменшуватись (приблизно за експонентою), що відповідає розсмоктуванню заряду, який залишився в базі. В момент часу  перехідний процес у транзисторі закінчується. Різниця  називається заднім фронтом імпульсу колекторного струму.

Зворотний струм емітера сприяє розсмоктуванню заряду в базі і, тим самим, зменшує час затримки на вимикання транзистора та задній фронт імпульсу колекторного струму.

При збільшенні глибини насичення передній та задній фронти імпульсу скорочуються, але збільшується час затримки на вимикання.

При малому сигналі ( ) транзистор знаходиться в підсилювальному імпульсному режимі. При цьому амплітуда імпульсу колекторного струму залежить від амплітуди струму емітера. Відсутні: накопичення базою надлишкового заряду та час затримки вимикання ( ). Передній та задній фронти імпульсу колекторного струму визначаються накопиченням та розсмоктуванням звичайного нерівноважного заряду в базі, тобто зарядом та розрядом дифузійної ємності емітера.

Варто відмітити, що на перехідні процеси в колекторному колі впливає також  (заряд та розряд цієї ємності при переході транзистора з одного стану в інший спричиняє збільшення  та ).

На практиці часто використовують ключову схему на транзисторі з СЕ (Рис. 6.35). Робота цієї схеми багато в чому подібна схемі з СБ, але існують і деякі відмінності: при тій же формі колекторного струму ,  та  дещо збільшуються.

Крім параметрів, які характеризують інерційність транзистора, для розрахунку ключових схем часто використовують і деякі інші параметри. Наприклад, напруга між колектором та емітером у режимі насичення . Ця напруга вимірюється при визначених величинах колекторного та базового струмів та при визначеній глибині насичення  (або ).

6.11. Основні параметри граничних режимів роботи транзистора та вплив температури на параметри транзистора

Транзистор, так само, як і будь-який інший електронний прилад, характеризується граничними режимами, перевищення яких, як правило, спричиняє порушення нормальної роботи приладу та виходу його з ладу.

Основними параметрами граничних режимів є:  — максимальна потужність, яка розсіюється на колекторному переході;  — максимально допустима зворотна напруга між колектором та базою транзистора;  — максимально допустима зворотна напруга на емітерному переході;  — максимально допустимий струм колектора.

Граничні режими транзисторів визначаються тими ж факторами, що і граничні режими діодів. Максимально допустимі напруги обмежуються пробивними напругами відповідних переходів, максимально допустимі потужність та струм обмежуються максимальною температурою переходу та тепловим пробоєм. На Рис. 6.36, а наведено сімейство вольт-амперних характеристик із нанесеними на них максимально допустимими режимами.

Усередині обмеженої межі міститься область гарантованої надійної роботи транзистора.

Діапазон робочих температур транзисторів так само, як і діодів, визначається температурними властивостями p‑n переходів. Температура p‑n переходів, у свою чергу, залежить від температури навколишнього середовища та від тієї електричної потужності, яка розсіюється на переході у виді тепла.

Для визначення впливу розсіюваної в транзисторі потужності на температуру кристала введені наступні теплові параметри транзистора, які характеризують його стійкість при роботі в широкому діапазоні температур.

1. Максимальна температура роботи транзистора, яка залежить від максимальної температури колекторного переходу , у якому відбувається виділення основної частини розсіюваної електричної потужності.

2. Мінімальна температура  навколишнього середовища, величина якої встановлюється на основі розрахунків і обробки результатів тривалих випробувань партій приладів при різних робочих температурах та електричних навантаженнях.

3. Тепловий опір перехід – корпус , показує, на скільки градусів підвищиться температура переходу відносно корпуса при розсіюванні на переході заданої потужності

,

де  – температура переходу;  – температура корпусу;  – тепловий опір, град/Вт.

Тепловий опір перехід-корпус наводиться в довідниках для транзисторів і діодів середньої та великої потужності, які використовуються з зовнішніми тепловідводами.

Для транзисторів малої та середньої потужності (а також транзисторів великої потужності без тепловідводів) наводиться переважно тепловий опір перехід-навколишнє середовище .

В цьому випадку температура переходу визначається за формулою:

,

де  – температура навколишнього середовища.

Зазначені формули придатні лише для розрахунку середньої температури переходу. При роботі транзисторів та діодів у режимі потужних імпульсних навантажень миттєва температура переходу може значно перевищувати середнє значення. Тому при потужних або тривалих імпульсах необхідно встановлювати такий режим роботи, при якому миттєве значення температури не перевищувало б допустиме.

При зміні температури фактично змінюються всі параметри транзистора. Але особливо сильно змінюється некерований струм колекторного переходу , величина якого (як і зворотного струму діода) визначається формулою (13.3).

Зміна струму  спричиняє зміщення колекторних характеристик в область великих струмів , що викликає зміщення положення робочої крапки на навантажувальній колекторній характеристиці при  (із крапки 1 у крапку 2, Рис. 6.36, а).

При збільшенні температури вхідні характеристики транзистора зміщуються в область великих струмів (аналогічно характеристикам діода, увімкненого в прямому напрямку Рис. 6.36, б). Це викликає збільшення постійної складової струму емітера при  , що спричиняє додаткове зміщення робочої крапки на навантажувальній колекторній характеристиці (із крапки 2 у крапку 3, Рис. 6.36, а).

В окремих випадках таке зміщення робочої крапки може цілком порушити нормальну роботу схеми. Тому в схемах, призначених для роботи в заданому інтервалі температур, необхідно враховувати можливі зміщення положення робочої крапки на навантажувальній колекторній характеристиці та вживати спеціальних заходів щодо стабілізації її положення.

При збільшенні температури збільшується час життя носіїв, тому  стає дещо більшим. Незначне збільшення  спричиняє істотну зміну . (У деяких типів транзисторів в інтервалі робочих температур  змінюється у 3 — 4 рази.)

Диференціальний опір емітерного переходу зі збільшенням температури змінюється, як і динамічний опір діода, увімкненого в прямому напрямку.

Опір бази  змінюється з температурою, як і опір бази для постійного струму . При збільшенні температури цей опір збільшується, оскільки в інтервалі робочих температур питома провідність домішкового напівпровідника зменшується.

Диференціальний опір колекторного переходу в інтервалі температур  монотонно зростає у зв'язку зі збільшенням часу життя носіїв та зменшенням рекомбінаційної складової струму бази. Однак при високих температурах (більше ) починається зниження опору  за рахунок витоків та ударної іонізації в колекторному переході. Так, наприклад, у деяких типів германієвих транзисторів при зростанні температури з  до ,  знижується e 5 разів.

Залежність граничних режимів транзисторів від температури аналогічна залежності граничних режимів діодів. Пробивні напруги переходів зі збільшенням температури дещо зростають, отже, зростають і максимально допустимі напруги  та .

Максимально допустима потужність розсіювання на колекторному переході зі збільшенням температури визначається за  тими ж формулами, що і для діодів.

6.12. Основні типи транзисторів

Конструкція та технологія сучасних транзисторів настільки різноманітні, що провести чітке розмежування за технологічними та конструктивними ознаками дуже важко, оскільки при виготовленні одного типу транзисторів у даний час часто використовуються різні технологічні операції.

Умовно всі типи транзисторів можна розділити на дві великі групи: з рівномірним та нерівномірним розподілом домішок у базі.

До першої групи можна віднести сплавні, поверхнево-бар'єрні та мікросплавні транзистори, до другого — різні типи дифузійних транзисторів.

Сплавним транзистор називається тому, що p‑n переходи в ньому одержують методом сплавлення. Наприклад, для одержання p‑n‑р транзистора в германієву пластину, яка володіє електронною провідністю, вплавляють із протилежних сторін індієві електроди (Рис. 6.3).

Контакт до базової області виконується у виді кільця, що оточує емітерний перехід. Матеріалом для базового контакту переважно служить олово або золото з невеликою кількістю донорної або акцепторної домішки в залежності від типу провідності матеріалу бази. Кристал із вплавленими в нього електродами потім кріпиться на ніжці транзистора.

В малопотужних транзисторах із корпусом з'єднується базовий електрод, а в потужних - колекторний, оскільки добрий контакт області колектора з корпусом покращує відведення тепла від колектора та знижує тепловий опір транзистора.

При виготовленні емітерного та колекторного електродів важко одержати рівний фронт сплавлення, тому базу транзистора доводиться робити порівняно товстою (50‑60 мкм). При збільшенні площі переходів (для потужних транзисторів) нерівномірність сплавлення зростає і базу доводиться робити ще товщою, що погіршує частотні властивості транзистора.

Методом сплавлення виготовляються транзистори з допустимою потужністю розсіювання від 0,01 до 30 Вт та граничною частотою до 30 Мгц.

При виготовленні поверхнево-бар'єрних та мікросплавних транзисторів у якості однієї з технологічних операцій застосовується електролітичне травлення, за допомогою якого в тонкій пластинці германія n‑типу виконуються заглиблення. Як електроліт використовується розчин, що містить солі індію. Коли товщина бази досягає заданих розмірів, полярність електродів відносно бази змінюється на зворотну і в заглибленнях осаджується індій. В об’ємі під контактами утвориться поверхневий перехід (бар'єр), який і дав назву цьому типу приладів.

Для мікросплавних транзисторів після осадження індію проводиться додаткова операція сплавлення. Цим методом вдається одержати транзистори з товщиною бази 3‑5 мкм та граничною частотою 50‑70 МГц. Однак ці прилади є малопотужними, допустима потужність розсіювання для них не перевищує декількох десятків міліват, максимальна колекторна напруга складає 10‑15 В.

Дифузійними транзистори називаються тому, що для одержання p‑n переходів використовується метод дифузії домішки в пластину кристала. При цьому методі домішка у відповідних областях транзистора розподіляється нерівномірно. Нерівномірний розподіл домішок у базі створює електричне поле, яке прискорює рух носіїв від емітера до колектора та поряд із дифузійним струмом у базі з'являється дрейфовий струм, обумовлений наявністю поля. З цієї причини дифузійні транзистори іноді називають дрейфовими.

На Рис. 6.37, а наведений розподіл концентрації домішки в кристалі транзистора, отриманого методом подвійної дифузії. Для виготовлення такого транзистора пластинку германія, леговану донорною домішкою (Рис. 6.37, б), поміщають у вакуумну піч разом із деякою кількістю донорної та акцепторної домішок. При підвищеній температурі домішка дифундує всередину напівпровідника, причому, чим вища температура та час дифузії, тим на більшу глибину проникають атоми домішки. При цьому методі легування концентрація домішок максимальна біля самої поверхні напівпровідника та поступово зменшується в міру заглиблення (Рис. 6.37, а).

Донори та акцептори при дифузії в напівпровідник мають цікаву властивість, яка широко застосовується для одержання дрейфових транзисторів методом подвійної дифузії.

Акцептори, які відносяться до III групи таблиці Менделєєва, дифундують у кремній у десятки разів швидше, ніж донори, які відносяться до V групи. Крім того, поверхневу концентрацію донорів вдається одержати значно вищою, ніж акцепторів. Тому якщо проводити дифузію в кремній n‑типу одночасно донорів та акцепторів, то акцептори дифундують глибше донорів і в глибині матеріалу утвориться колекторний p‑n перехід (Рис. 6.37, а).

Донорна домішка дифундує менше, але оскільки концентрація донорів більша, ніж акцепторів, які дифундували, між областю, через яку дифундували акцептори та донори разом, та областю, через яку дифундували тільки акцептори, утвориться емітерний перехід. Таким методом можна отримати дуже вузькі базові шари (до 1 мкм).

Результуючий розподіл концентрації деякої еквівалентної домішки, що визначає провідність напівпровідника, показано суцільною лінією, яка обмежує заштриховані області (Рис. 6.37, а).

Щоб отримати кристал транзистора, шляхом травлення, видаляють зайві частини пластини та до відповідних областей припаюють невипрямляючі (лінійні) контакти (Рис. 6.37, б, в). Як видно з Рис. 6.37, а, концентрація акцепторів у базі від емітерного переходу до колекторного зменшується за експонентним законом.

Електричне поле в базі транзистора з нерівномірним розподілом домішок з'являється завдяки тим же процесам, що і в p‑n переході. Концентрація акцепторів (для n‑p‑n транзистора) у базі біля емітера вища, ніж біля колектора, відповідно і концентрація дірок біля емітера вища, ніж біля колектора. Таким чином, створюється градієнт концентрації і частина дірок дифундує від емітера до колектора. При цьому біля емітера створюється незкомпенсований заряд негативно заряджених акцепторів, а біля колектора — позитивний заряд дірок, тобто з'являється електричне поле, спрямоване від колектора до емітера, яке перешкоджає вільній дифузії дірок. При певному значенні поля в базі встановлюється рівновага, оскільки кількість дірок, які дифундують до колектора, стає рівною кількості дірок, що дрейфують під дією поля до емітера.

Якщо тепер з емітера в базу транзистора інжектуються електрони, то електричне поле спрямоване так, що воно прискорює їх рух до колектора. Тому, час прольоту електронів від емітера до колектора зменшується і частотні властивості транзистора покращуються.

В даний час існує декілька технологічно різних методів отримання дифузійних транзисторів, причому дуже часто відмінність у технології спричиняє і різні електричні характеристики приладу.

Найпрогресивнішою на даний момент є планарна технологія (Рис. 6.38). Вона дозволяє на одному і тому самому устаткуванні виготовляти різні за параметрами типи транзисторів. Межі переходів планарних транзисторів захищені оксидною плівкою, що забезпечує високу стабільність параметрів транзисторів та вищу надійність. Для одержання виводів на поверхню емітера та бази напилюється тонкий шар металу, до якого методом термокомпресії приєднують тонкі провідники, які використовуються як виводи. Колекторною областю кристал припаюється до кристалотримача, а потім монтується в корпусі.

Неоднорідність бази дифузійного транзистора проявляється на його електричних характеристиках. Деякі особливості цього транзистора в порівнянні з сплавним слід зазначити.

Дуже висока концентрація домішок у базі біля емітера спричиняє утворення дуже вузького емітерного переходу. При подачі на емітер закриваючої напруги в ньому розвиваються високі електричні поля та перехід пробивається (при напрузі біля –1 В). Крім того, через малу ширину емітерного переходу бар'єрна ємність має високе значення.

Незалежно від технології виготовлення всі сучасні транзистори можна класифікувати за потужністю на транзистори малої, середньої та великої потужності та за частотою на транзистори низької, середньої, високої та надвисокої частоти.

На Рис. 6.39 наведено загальний вигляд основних типів біполярних транзисторів.

Рис. 6.39. Загальний вигляд деяких типів біполярних транзисторів