3.4.2. Многокаскадное радиопередающее устройство с фкм - зондирующим сигналом

Передающее устройство формирует на одной из шести фиксированных частот мощные высокочастотные радиоимпульсы, фазоманипулированные по 13-позиционному коду Баркера. В состав передающего устройства (рис.3.48) входят: блок возбудителя, предварительный широкополосный усилитель (ПШУ), мощный широкополосный усилитель (МШУ), модулятор.

Рис.3.48 Структурная схема передающего устройства РЛС 55Ж6

На вход возбудителя поступает эталонный сигнал, представляющий собой 13-позиционный фазоманипулированный радиоимпульс, сформированный на промежуточной частоте в блоке оптимальной обработки сигнала приемного устройства.

Структура эталонного сигнала и его автокорреляционная функция (при ) представлены на рис.3.49,а,б соответственно.

Рис.3.49 а) Структура ФКМ сигнала; б) Автокорреляционная функция при

Заметим, что на рис.3.49,а знаком «–» (минус) показаны скачки на 180º фазы колебаний при переходе от одного парциального импульса длительностью к другому. Аналогично на 180º изменяется фаза колебаний, если после парциала со знаком («–») следует парциал со знаком («+») (см. рис.3.49,а.).

Блок возбудителя содержит шесть идентичных, независимых друг от друга каналов формирования гетеродинных напряжений на частоте и сигналов передатчика. Гетеродинные непрерывные напряжения частоты формируются кварцевыми генераторами и поступают на смесители возбудителя, на вторые входы которых подаются эталонные сигналы на промежуточной частоте . В результате этого на выходе смесителей формируются сигналы передатчика, частота которых .

Гетеродинные напряжения поступают также на смесители приемника. Сформированные в возбудителе маломощные сигналы передатчика после усиления в ПШУ и МШУ поступают на вход антенны. Предварительный широкополосный усилитель – ламповый, а маломощный широкополосный усилитель на эндотроне представляет собой трехкаскадный усилитель, выполненный в одном корпусе.

Модулятор запускается импульсами запуска от хронизатора РЛС. Он формирует модулирующие импульсы для питания анодных цепей ПШУ (+3кВ) и эндотронов (основного и резервного) (-7,2кВ, +8,5кВ, +14,5кВ).

Сложный ФКМ сигнал записывается в виде:

при ,

где - двузначная () переменная фаза сигнала, манипулированная по заданному коду в моменты времени ;

- длительность парциального импульса (дискрета) фазовой манипуляции; N – дискрет ФКМ сигнала.

Фазокодоманипулированный сигнал обладает следующими достоинствами:

техническая реализация устройств формирования ФКМ-сигнала при сравнительно небольших значениях ( - ширина спектра сигнала) проще, чем для ЛЧМ сигнала;

большие дальность и вероятность обнаружения целей при малом их числе сочетаются со сравнительно хорошим их разрешением по дальности (до нескольких десятков – сотен метров);

сравнительно высокая точность и однозначность одновременного измерения скорости и дальности для одиночной цели по одному импульсу (поскольку ширина спектра ФКМ сигнала , то база сигнала . Автокорреляционная функция одиночного сигнала, фазокодоманипулированного 13-элементным кодом Баркера приведена на рис.3.50,а,б для , и соответственно);

более высокая скрытность, чем у простого и ЛЧМ сигналов с теми же значениями и в виду пониженной спектральной плотности мощности за счет шумоподобности структуры, особенно при большом числе дискретов .

Основные его недостатки:

использование ФКМ сигнала приводит к сложности технической реализации при большом числе дискретов устройств обработки эхо-сигналов и независимо от при устройств формирования сигнала;

равномерный по оси и сравнительно большой уровень (для кодов Баркера - , для рекуррентных M-последовательностей - ) боковых лепестков, что затрудняет селекцию и разрешение по дальности элементов групповой цели.

Рис.3.50 а) Сечение автокорреляционной функции плоскостью и ; б) Сечение автокорреляционной функции плоскостью

Известно, что ФКМ сигнал по коду Баркера имеет максимальное число элементов (дискрет) . В случаях, когда необходимо обеспечить требуемую энергию зондирующего сигнала за счет большой его длительности при сравнительно малой импульсной мощности используют линейные рекуррентные последовательности при фазовой манипуляции или М-последовательности сигналов.

Фазовая манипуляция должна производиться по определенному закону (правилу) в соответствии с некоторой последовательностью цифр: двоичной (цифры ), троичной (цифры ), десятичной (цифры ), в общем случае p-ричной (цифры ).

Каждой цифре можно поставить в соответствие определенный сдвиг фазы. Можно полагать, например, . При этом, если , то возможными фазовыми сдвигами будут 0 и , что эквивалентно умножению на +1 или -1. Если , то манипуляция будет многофазной. Задача получения шумоподобного фазоманипулированного колебания сводится к построению в достаточной мере хаотичной последовательности цифр .

Цифровая последовательность называется рекуррентной, если по любым заданным m последовательным ее элементам можно найти следующий ()-й элемент, пользуясь одним и тем же правилом, а также ()-й, ()-й элементы и т.д. Рекуррентная последовательность называется линейной, если для нахождения какого-либо ее элемента используются линейные операции сложения и умножения предыдущих цифр на постоянную величину. Операции сложения и умножения цифр ведутся по «модулю », чтобы их результат содержал только одну цифру p-ричной системы счисления.

Модульное сложение отличается от обычного следующим. Если при обычном сложении двух цифр получится число, большее , то при модульном из суммы вычитается . Так, например, при сложении цифр 5 и 7 «по модулю 10» получаем 2; при сложении цифр «по модулю 2» получим, но и т.д.

Операция умножения цифр «по модулю » может быть определена как результат повторного сложения одной и той же цифры. Например, при умножении цифр «по модулю 4» ,при умножении цифр 6 и 8 «по модулю 10» получится 8 (последняя цифра числа 48) и т.д. Чтобы отличить модульные операции от обычных, операцию отмечают знаком (mod ). Соотношения, получаемые при модульных операциях, в теории чисел называют сравнениями.

Последовательность цифр, заданная сравнением , является линейной рекуррентной цифровой последовательностью. Получение последовательности может быть осуществлено по схеме (рис.3.51.).

Рис.3.51 Структурная схема генерирования p-ричной рекуррентной последовательности

Если на вход линии задержки подать последовательность видеоимпульсов, амплитуды которых соответствуют цифрам , а длительность импульсов соответствует времени задержки между отводами, то в момент времени, когда все импульсы войдут в линию задержки, на выходе сумматора образуется импульс с амплитудой . Подсоединив выход сумматора ко входу линии задержки, можно последовательно получить импульсы с амплитудами , и т.д. Если , то умножение на коэффициент , т.е. на 0 или 1, означает отсутствие или наличие подключения отвода к сумматору.

Поскольку число цифр и отводов ограничено, то в процессе формирования последовательности наступает определенная повторяемость. Так как число возможных вариантов цифр, поступающих на каждый умножитель равно , то число комбинаций этих цифр будет . Из этого числа должна быть исключена чисто нулевая комбинация. Таким образом, максимальная длина неповторяющейся последовательности цифр (максимальный период последовательности) . В частности, при для и т.д. соответственно и т.д.

Максимальная длина последовательности обеспечивается при определенном подборе коэффициентов . Если число элементов последовательности n простое число, то количестворазличающихся последовательностей максимальной длины выражается наиболее просто и будет . Например, если , , то число – простое, значит .

Значения для последовательностей максимальной длины (М – последовательностей) определяются путем перебора.

Для рассмотренного примера , , коэффициенты выражаются комбинациями 10010, 10111, 11011и зеркальными им комбинациями.

Рис.3.52 Схема генерирования двоичной рекуррентной последовательности (,,,)

По схеме (рис.3.52.), например, для комбинации коэффициентов нетрудно определить рекуррентную последовательность. Начальная комбинация цифр ,,,, может быть произвольной (но не чисто нулевой), поскольку в каждом периоде М – последовательности содержатся все возможные комбинации. Взяв в качестве начальной последовательности , получим , и т.д. Данная рекуррентная последовательность максимальной длины имеет вид

…1111101000100101011000011100110…

Характерно, что число нулей меньше числа единиц на единицу, что является общей особенностью двоичных М-последовательностей.

Подав М-последовательность на фазовый манипулятор 0, , можно осуществить кодирование непрерывного или импульсного сигнала, равносильное умножению его элементов на +1 или -1. Для приведенной в качестве примера последовательности соответствующий период кода сигнала будет

– – – – – + – + + + – + + – + – + – – + + + + – – –+ + – – +.

Отметим еще некоторые особенности М-последовательностей, реализующих их схем и фазоманипулированных ими 0, сигналов.

Ни одна из комбинаций m цифр не может повториться на протяжении n элементов периода последовательности. Неповторяемость структуры можно считать признаком хаотичности, что позволяет использовать такие псевдохаотические последовательности для формирования шумоподобных сигналов.

Все комбинации m цифр перебираются в М – последовательности. Поэтому, возбуждая один и тот же генератор различными начальными комбинациями цифр , будем получать сдвинутые во времени последовательности одинаковой структуры.

Если суммируются начальные элементы двух последовательностей , то в силу линейности должны суммироваться и последующие элементы, т.е. ()-я цифра будет и т.д. Отсюда следует, что сумма (или, вообще, линейная комбинация) М – последовательностей является также М – последовательностью, но сдвинутой во времени. Это позволяет строить генераторы сдвинутых последовательностей на основе рассмотренного выше генератора одно такой последовательности. Сдвинутые последовательности должны сниматься с дополнительных сумматоров (в отличие от основного не охваченных обратной связью), к которым в различной комбинации подключены отводы линий. Генераторы сдвинутых последовательностей могут использоваться при построении схем корреляционной обработки.

Сечение тела неопределенности сигнала фазоманипулированного М-последовательностью при вдоль оси показано на рис.3.53 для кода .

Рис.3.53 Сечение нормированной двумерной автокорреляционной

функции сигнала фазоманипулированного М – последовательностью плоскостью

Заметим, что при нулевой расстройке по частоте () уровень боковых остатков имеет постоянную величину, равную . Такой результат дает любая оптимальная обработка сигнала (фильтровая или корреляционная при использовании в качестве опорного напряжения одного или нескольких периодов ожидаемого сигнала).

В РЛС РТВ, предназначенных для обнаружения маловысотных целей, практически реализовано радиопередающее устройство с фазоманипулированным М – последовательностью сигналом с периодом .