Является дифференциальным внутренним сопротивлением транзистора.

Так же, как и у биполярных, у полевых транзисторов различают режимы большого и малого сигналов. Режим большого сигнала чаще всего рассчитывают с помощью входных и выходных характеристик транзистора и эквивалент­ной схемы рис. 6.2, а. При анализе режима малого сигнала широко применяют малосигнальную эквивалентную схему, представленную на рис. 6.2, б (транзистор с каналом п-типа). Так как со­противления закрытых переходов R_ЗС и R_ЗИ в кремниевых полевых транзисторах велики (от десятков до сотен МОм), их в большинстве случаев можно не учитывать.

Типовые значения параметров кремниевых транзисторов, входящих в эквивалентные схемы на рис. 6.2, следующие: S = 0,33 мА/В; R_3И  l0¹⁰ Ом; R_3С  l0¹⁰ Ом; R_{СИ диф} = 0,11МОм; С_3И  С_ЗС  0,210 пФ.

Ч асто для практических расчетов используют малосигнальную эквивалентную схему полевого транзистора, представленную на рис. 6.3.

Хотя эта схема не совсем точно отражает реальные физические процессы, протекающие в полевых транзисторах с управляющим р-п-переходом, расчеты с ней дают неплохие результаты.

Емкости у полевого транзистора, а также конечная скорость движения носителей заряда в канале определяют его инерци­онные свойства. При расчетах со схемой, показанной на рис. 6.3, инерционность транзистора в первом при­ближении учитывают путем введения операторной крутизны характеристики

S (р)= S₀ (1+p_З), (6.9)

где _З = R_КС₃ постоянная времени, определяемая по величинам эквивалентной модели (R_к = 500800 Ом, С₃ = 0,210 пФ). Эта постоянная времени определяет предельную частоту,

 _З = 1/_З,

которая соответствует значению  S (р) = 0,7 S₀ (здесь S₀  статическая величина крутизны характеристики).

Для выражения частотной зависимости крутизны характеристики иногда используют формулу

, (6.10)

где _гр может быть поставлено в соответствие с  _З.

При изменении температуры параметры и характеристики полевых транзисторов с управляющим р-п-переходом изменя­ются из-за воздействия следующих факторов: изменения об­ратного тока закрытого р-п-перехода, изменения контактной разности потенциалов этого перехода и изменения удельного со­противления канала.

Рабочую точку, в которой изменение тока стока с измене­нием температуры имеет минимальное значение, называют термостабильной точкой. Ее ориентировочное положе­ние можно найти из уравнения

U _{ЗИ ТС} = U _ЗИ.отс + U ₁, (6.11)

где U ₁  0,63 В.

Из (6.5) видно, что при значительном U _ЗИ.отс крутизна характеристики в термостабильной точке невелика и от транзистора можно получить значительно меньший коэффици­ент усиления, чем при работе с малым напряжением.

Далее рассмотрим примеры расчета каскада линейного усиления гармонического сигнала на полевом транзисторе с управляющим р-п-переходом.

Рассмотрим порядок выбора рабочей точки. Положение рабочей точки транзистора в пространстве представления его вольтамперных характеристик, вообще говоря, не зависит от типа схемы, в которой этот транзистор используется в качестве активного элемента. Так же как и в случае с биполярным транзистором, выбор рабочей точки полевого транзистора предполагает определение оптимальных значений постоянных составляющих токов и напряжений в цепях транзистора.

Рассмотрим графоаналитический способ расчета параметров рабочей точки транзистора, планируемого для использования в качестве активного элемента линейного усилителя электрических сигналов. Этот способ применим как при расчете маломощного усилительного узла (каскада), проектируемого по схеме ОИ, так и в маломощных каскадах ОЗ и ОС. Расчет мощных выходных усилительных каскадов имеет свои особенности, которые здесь не рассматриваются.

В отличие от биполярного транзистора, положение рабочей точки полевого транзистора достаточно определить на плоскости представления выходных вольтамперных характеристик (т.е. на плоскости {U_СИ, I_С}). На этой плоскости представляется семейство выходных ВАХ (взятое из справочника или построенное по результатам экспериментальных измерений). Поверх полученной картины достраивается нагрузочная прямая.

Положение нагрузочной прямой зависит от того, в каком режиме должен работать транзистор. Амплитуда усиливаемого сигнала, подаваемого на вход рассчитываемого транзисторного каскада, может быть различной величины. В одних случаях приходится усиливать очень слабые электрические сигналы, в других случаях амплитуда усиливаемого сигнала может оказаться относительно большой. Для этих двух крайних ситуаций, соответствующих режимам сильного и слабого сигнала, положение нагрузочной прямой должно быть различным.

Входной сигнал называется сильным, если его амплитуда равна или чуть меньше величины U_m.макс  0,3U_ЗИ.отс (максимально допустимой амплитуды напряжения сигнала между затвором и истоком, при котором нелинейные искажения усиленного сигнала не превышают 4 %). В случае такого сильного входного сигнала оптимальной нагрузочной прямой является линия, проходящая через точку максимального изгиба верхней ветви семейства выходных ВАХ транзистора. На рис. 6.4 эту точку обозначили буквой А.

Второй определяющей точкой искомой нагрузочной прямой является точка О, лежащая на оси напряжений U_КЭ и соответствующая напряжению источника питания, Е_пит. Напряжение Е_пит не должно превышать величины 0,8U_{СИ.пред.} (где U_{СИ.пред.} указывается в списке основных параметров рассматриваемого транзистора и соответствует предельно допустимому напряжению между его стоком и истоком). При этом следует иметь в виду, что занижение значения Е_пит ведет к уменьшению коэффициента усиления каскада по напряжению.

Таким образом, в случае сильного сигнала нагрузочная прямая должна примерно совпадать с наклонной сплошной линией, проходящей через точки А и О (см. рис. 6.4). В случаях более слабых сигналов она будет проходить через точки А₁ и О, А₂ и О, А₃ и О (по мере убывания амплитуды сигнала).

Рекомендуемое значение I_C00, удовлетворяющее ограничениям по предельно допустимому току стока и мощности, выделяемой на транзисторе, должно соответствовать следующему неравенству:

, (6.12)

где Р_макс – максимально допустимая активная мощность, выделяемая на транзисторе. Одновременно с этим должно быть выполнено условие оптимального согласования усилительного каскада, построенного на данном транзисторе, с нагрузкой R_Н:

. (6.13)

Для схемы ОИ это последнее равенство означает, что при его выводе были использованы приближенные соотношения: R_И  0,3R_С и R_С  (1,52,0)R_Н. Очевидно, что одновременное выполнение условий (6.12) и (6.13) связано с выбором конкретного транзистора под данную нагрузку.

Определив значения I_C00 и Е_пит и, следовательно, задав положение нагрузочной прямой, необходимо выбрать на этой прямой положение рабочей точки. Для этого следует найти точки пересечения выбранной нагрузочной прямой с самой нижней ветвью ВАХ (с одной стороны) и с пунктирной параболической кривой (с другой стороны в точках А, А₁, А₂ и т.д.). Эта кривая проходит через точки максимального изгиба всех графиков семейства выходных ВАХ. Середина отрезка нагрузочной прямой, заключенной между указанными двумя точками пересечения и является оптимальным положением рабочей точки транзистора.

Установив координаты рабочей точки в пространстве выходных ВАХ рассматриваемого транзистора, легко определить ее положение на его стоко-затворной ВАХ (т.е. на плоскости {U_ЗИ, I_С}). Такое построение позволит определить крутизну стокозатворной ВАХ в рабочей точке, S₀(РТ). Здесь следует отметить, что стокозатворные (проходные) ВАХ, соответствующие значениям U_СИ в интервале 520 В, практически накладываются друг на друга. Поэтому для рассматриваемого построения можно использовать любую ветвь из семейства проходных ВАХ, снятую при значении напряжения между стоком и истоком транзистора, принадлежащем указанному интервалу. Однако более точное значение S₀(РТ) получается из следующего построения. Через рабочую точку, определенную на плоскости представления выходных ВАХ транзистора проведем вертикальную прямую, пересекающую все графики выходных ВАХ (см. рис. 6.5) в точках 0  6. Определив ординаты этих точек, мы получаем ряд значений тока стока  I_С(0)  I_С(6). Поскольку точки пересечения принадлежат графикам с конкретными значениями напряжения U_ЗИ, мы можем найти соответствия между значениями I_С(0)  I_С(6) из полученного ряда и значениями напряжения U_ЗИ. В результате мы получаем координаты ряда точек искомой стокозатворной характеристики на плоскости {U_ЗИ, I_С}. Среди этих точек находится и выбранная рабочая точка. Результат построения этой стокозатворной характеристики представлен на рис. 6.6. Очевидно, что при изменениях напряжения U _CИ форма стокозатворной характеристики будет меняться. Но при малой величине усиливаемого сигнала этими изменениями можно пренебречь.

Крутизна стокозатворной характеристики (S₀(РТ)) в выбранной рабочей точке Р определяется с помощью следующего геометрического построения (см. рис. 6.7). В точке Р проводим касательный отрезок АБ. Через точку А проводим вертикальный отрезок АВ, а из точки Б – горизонтальный отрезок БВ. В результате получаем прямоугольный треугольник АБВ. Если длину катета АВ выразить в миллиамперах (согласно масштабу вдоль оси I_С), а длину катета БВ – в вольтах (согласно масштабу вдоль оси U_ЗИ), то отношение АВ (в миллиамперах) к БВ (в вольтах) даст статическую крутизну  S₀(РТ).

Величина выходного динамического сопротивления рассматриваемого полевого транзистора определяется с помощью следующего построения. К рабочей ветви ВАХ в рабочей точке Р строится касательный отрезок АБ произвольной длины (см. рис. 6.8). Этот отрезок используется в качестве гипотенузы для построения прямоугольного треугольника. Один из катетов этого треугольника параллелен оси I_C, а другой – параллелен оси U _СИ. Если длину катета АБ выразить в миллиамперах (согласно масштабу вдоль оси I_С), а длину катета БВ – в вольтах (согласно масштабу вдоль оси U_СИ), то отношение АБ (в миллиамперах) к БВ (в вольтах) даст величину выходного динамического сопротивления данного транзистора (в Y-параметрах  у₂₂). Из рисунка 6.8 видно, что значение полученного параметра зависит от того, на какой ветви ВАХ осуществляется построение.

Далее рассмотрим расчет величин элементов и коэффициента усиления схемы ОИ.

Одна из наиболее распространенных схем каскада ОИ на полевом транзисторе с управляющим р-п-переходом представлена на рис. 6.9.

Представленный на рис. 6.9 каскад позволяет усиливать сигнал по напряжению в широком диапазоне частот и не требует дополнительного источника напряжения для создания требуемой разности потенциалов между затвором и истоком транзистора. Его расчет начинают с выбора режима транзистора по постоянному току. Целью расчета по постоянному току является определение величин сопротивлений, гальванически связанных с выводами транзистора. Эти сопротивления должны обеспечивать оптимальное согласование каскада с нагрузкой и состояние покоя транзистора, соответствующее выбранной рабочей точке. Выше, при выборе транзистора и определении положения его рабочей точки, мы нашли две точки на плоскости представления выходных ВАХ транзистора, определяющие положение нагрузочной прямой. Одна из этих точек лежит на оси напряжений U_СИ и соответствует выбранному значению напряжения источника питания, Е_пит. Другая точка находится на оси токов, I_С, и соответствует величине I_С00, определенной нами из условия согласования каскада с нагрузкой. С другой стороны (сопоставьте рис. 6.4 и рис. 6.9), I_С00 имеет смысл постоянного тока, протекающего в цепи стока в отсутствие входного сигнала и при коротком замыкании выводов стока и истока (U_СИ = 0). Из схемы (рис. 6.9) видно, что величина I_С00 определяется равенством

I_С.00 = Е_пит /( R_С + R_И), (6.14)

где R_С и R_И  сопротивления, через которые протекают постоянные и переменные составляющие тока стока (в случае полевого транзистора постоянные составляющие токов стока и истока практически равны).

В схеме ОИ, сопротивление R_И служит только для обеспечения положения рабочей точки в том месте, которое было получено в результате графического построения (см. рис. 6.4). В этой схеме оно обычно шунтируется большой электрической емкостью и его величина должна быть равной

. (6.15)

Величина сопротивления R_С находится из равенства:

. (6.16)

В данной схеме сопротивление R₁ необходимо для обеспечения гальванической связи затвора транзистора с общим проводом схемы. Постоянной составляющей тока через это сопротивление нет, поскольку канал транзистора надежно изолирован от затвора обратно смещенным р-п-переходом. По этой причине величина сопротивления R₁ может быть достаточно большой (несколько МОм). Однако, при большой величине R₁ ухудшается термостабильность параметров схемы. С другой стороны, слишком малым это сопротивление не должно быть, поскольку оно будет шунтировать источник сигнала, вследствие чего коэффициент передачи сигнала уменьшится. Рекомендуемые значения R₁ следующие: для маломощных транзисторов – 100200 кОм, для транзисторов средней мощности – 3050 кОм, для мощных транзисторов – 1020 кОм.

Расчет каскада по переменному току начинается с определения величин разделительных емкостей С₁ и С₂ и шунтирующей емкости С₃. Поскольку реактивное сопротивление электрических емкостей обратно пропорционально частоте сигнала (), то на низких частотах на разделительных емкостях начинает падать заметная доля напряжения сигнала. При разработке любого усилителя частотный диапазон эффективного усиления сигнала задается техническим заданием, где определяются нижняя (_ниж) и верхняя (_верх) частоты этого диапазона. При этом для оценки оптимальной величины разделительных емкостей служат равенства:

, (6.17)

, (6.18)

где Z_вх – комплексное входное сопротивление транзистора. На низких частотах междуэлектродными емкостями можно пренебречь. Кроме того, можно считать, что сопротивление R_И достаточно хорошо зашунтировано емкостью С₃. Поэтому вместо приближенного равенства можно использовать

. (6.19)

Чтобы исключить отрицательную обратную связь в каскаде и надежно зашунтировать сопротивление R_И уже на частоте _ниж, необходимо выполнение приближенного равенства

. (6.20)

Далее производится расчет коэффициента усиления каскада. Для этого в схеме усилительного каскада (рис. 6.9) транзистор замещается линейным четырехполюсником, заданным в Y-параметрах. Свойства этого четырехполюсника описываются линейными уравнениями, связывающими между собой входные и выходные напряжения и токи (U₁, U₂, I₁ и I₂). Система уравнений для полевого транзистора, рассматриваемого как четырехполюсник, может быть представлена в следующем виде:

,

. (6.21)

Физический смысл входящих в систему параметров определяется равенствами, найденными из системы (6.21) при предельных условиях.

, , , . (6.22)

Из вида равенств (6.22) следует, что представляет собой входную проводимость четырехполюсника, определенную при коротком замыкании на его выходе. Параметр является проводимостью обратной связи при холостом ходе на входе четырехполюсника, является для четырехполюсника проходной проводимостью, определенной при коротком замыкании на его выходе, а  выходной проводимостью четырехполюсника при холостом ходе на его входе. Можно показать, что уравнения (6.21) соответствуют схеме, представленной на рис. 6.10.

Поскольку полевой транзистор может заменяться линейным четырехполюсником не во всем диапазоне изменений входных и выходных токов и напряжений, то его Y-параметры имеют смысл лишь в дифференциальной форме:

, ,

, . (6.23)

В приближенных расчетах обычно пренебрегают влиянием параметра у₁₂, поскольку он имеет величину, близкую к нулю. На низких и средних частотах (где влияние междуэлектродных емкостей пренебрежимо мало) параметр у₁₁ также может быть исключен из рассмотрения. Поэтому часто используют упрощенную схему замещения полевого транзистора (схема ОИ), показанную на рис. 6.11. Она представляет собой четырехполюсник с бесконечно большим входным сопротивлением и бесконечно малой проводимостью обратной связи.

Заменив в схеме каскада ОИ (рис. 6.9) полевой транзистор его схемой замещения, примем во внимание дифференциальный характер параметров у₂₁ и у₂₂. Это значит, что постоянные составляющие токов и напряжений в схеме каскада должны быть приравнены к нулю. Источники постоянного напряжения должны быть закорочены, а ветви схемы, содержащие источники постоянного тока, должны быть разомкнуты. Источник тока в схеме замещения следует рассматривать как источник переменного тока. Таким образом, в расчетах по переменному току схема каскада ОИ будет иметь вид, показанный на рис. 6.12. Для простоты на этой схеме не учтено внутреннее сопротивление источника входного сигнала. Параметр транзистора у₂₁ зависит от частоты. Его величина резко уменьшается по мере приближения к граничной частоте усиления транзистора. Реактивные сопротивления емкостей С₁, С₂ и С₃ также зависят от частоты сигнала. На самой нижней частоте рабочего частотного диапазона каскада они могут повлиять на его коэффициент усиления. Но на более высоких частотах это влияние очень мало. Поэтому мы можем считать, что на этих частотах их сопротивление равно нулю.

Для примера мы рассмотрим порядок расчета каскада на средних частотах усиливаемого сигнала. Учитывая сказанное выше, эквивалентную схему каскада ОИ мы представим так, как это показано на рис. 6.13.

Целью нашего упрощенного расчета является определение коэффициента усиления каскада по переменному току, K_U = u_вых / u_вх. Очевидно, что выходным напряжением каскада является напряжение, падающее на сопротивлении нагрузки вследствие протекающего через него переменного тока. Из схемы (рис. 6.13) видно, что это напряжение соответствует также падению напряжения на сопротивлении R_С и переменной составляющей напряжения U_КЭ (т.е., u_КЭ). Поскольку, вследствие шунтирующего влияния емкости С₃, переменная составляющая потенциала истока равна нулю (потенциалы отсчитываем от общего провода), то ток генератора тока i будет равен у₂₁u_ЗИ. На средних частотах параметр у₂₁ приблизительно равен S₀ (величине крутизны статической стоко-затворной характеристики используемого полевого транзистора). Переменная составляющая напряжения U_ЗИ равна входному напряжению u_вх. Из равенств

и

находим

,

откуда получим

. (6.24)

Расчет величин пассивных элементов и коэффициента усиления схемы ОC производится аналогичным образом.

Полевые транзисторы со структурой «металл-диэлектрик-полупро-водник». Такие транзисторы сокращенно называют МДП-транзисторами. Они могут быть двух типов: транзисторы с индуцированным каналом и транзисторы со встроенным каналом. В первых из них канал возникает под действием управляющего напряжения, подаваемого между затвором и истоком. В отсутствие такого напряжения эти транзисторы закрыты (поэтому называются нормально закрытыми транзисторами). В случаях, когда такой транзистор используется в качестве нормально закрытого электронного ключа, управление им не потребует каких либо напряжений для постоянного смещения потенциала затвора. Однако, если организовать соответствующее смещение, транзистор будет работать в качестве линейного усилителя сигналов переменного напряжения.

В транзисторах второго типа проводящий канал создается в процессе их изготовления. Поэтому они являются нормально открытыми и могут усиливать переменный сигнал даже без смещения потенциала затвора. Если транзисторы с индуцированным каналом могут работать только в режиме обогащения канала свободными носителями тока необходимого вида, то транзисторы со встроенным каналом способны работать как в режиме обогащения, так и в режиме обеднения. По сравнению с исходным состоянием сопротивление канала этих транзисторов может быть увеличено или уменьшено с помощью внешнего управляющего сигнала.

В МДП-транзисторах (в отличие от транзисторов с управляющим р-п-переходом) металлический затвор изолирован от канала в объеме полупроводника слоем диэлектрика. Кроме того, у МДП-транзисторов имеется еще и четвертый вывод, называемый подложкой (П).

Принципы действия МДП-транзисторов с индуцированными каналами р-типа и п-типа качественно не отличаются. Здесь, как и в любом МДП-транзисторе, управляющее напряжение можно подавать как между затвором и подложкой, так и независимо на подложку и затвор.

При подаче на затвор отрицательного напряжения U_ЗИ электроны приповерхностного слоя отталкиваются в глубь полупроводника, а дырки движутся к поверхности. Приповерх­ностный слой приобретает дырочную электропроводность. В нем появляется тонкий слой с инверсным типом проводимости, который выступает в качестве канала. Если между истоком и стоком приложено напряжение, то дырки, перемещаясь по каналу, создают ток стока. Путем изменения напряжения на затворе можно расширять или сужать канал и тем самым увеличивать или уменьшать сопротивление канала и, следовательно, ток стока.

Напряжение на затворе, при котором появляется проводящий канал, называют пороговым напряжением U_ЗИ.пор. Так как канал возникает постепенно, по мере увеличения напряжения на затворе, то для исключения неоднозначности в его определении обычно задается определенное значение тока стока, при превышении которого считается, что потенциал затвора достиг порогового напряжения U_ЗИ.пор.

По мере удаления от поверхности полупроводника концен­трация индуцированных дырок уменьшается. На расстоянии, приблизительно равном толщине канала, электропроводность становится собственной. Затем идет слой, обедненный основными носителями заряда (т.е. р-п-переход). Благодаря ему сток, исток и канал изолированы от подложки, поскольку р-п-переход смещен приложенным напряжением в обратном направлении. Очевидно, что его ширину и, следовательно, ширину канала можно изменять за счет подачи на подложку дополнительного напряжения относительно электродов стока и истока. Сле­довательно, током стока можно управлять не только пу­тем изменения напряжения на затворе, но и за счет из­менения напряжения на подложке. В последнем случае управ­ление МДП-транзистором аналогично управлению полевым транзистором с управляющим р-п-переходом.

Для образова­ния канала на затвор должно быть подано напряжение, большее U_ЗИ.пор. При этом толщина образующегося инверсного слоя оказывается значительно меньше толщины обедненного слоя; если толщина обедненного слоя колеблется от сотен до тыся­ч нанометров, то толщина индуцированного канала составляет всего 15 нанометров. Другими словами, дырки индуцированного канала «прижаты» к поверхности полупроводника, поэтому структура и свойства границы полупроводник  диэлектрик играют в МДП-транзисторах очень важную роль.

Рассмотрим семейство выходных вольтамперных характеристик (ВАХ) МДП-транзистора с индуцированным каналом. На рис. 6.14 видно, что каждый из графиков, соответствующий определенному значению напряжения U_ЗИ, имеет три участка. На начальном участке ток стока быстро возрастает (крутая или омическая область). Затем идет слабая зависимость тока стока от напряжения U_СИ (пологая область или область насыщения тока стока) и завершает график участок пробоя.

Можно заметить, что выходные ВАХ транзисторов рассматриваемого здесь вида похожи на выходные ВАХ полевых транзисторов с управляющим р-п-переходом. Как и транзисторы с управляющим р-п-переходом, МДП-транзисторы при малых напряжениях U_СИ (в области I; рис. 6.14) ведут себя подобно линеаризованному управля­емому сопротивлению. При увеличении напряжения U_СИ ши­рина канала уменьшается вследствие падения на нем напряже­ния и изменения результирующего электрического поля. Это особенно сильно проявляется в той части канала, которая находится вблизи стока.

Аналитичес­кие аппроксимации вольтамперных характеристик МДП-тран­зисторов не очень удобны и мало применяются в инженерной практике. Однако, при ориентировочных оценках тока стока в области насыщения можно использовать уравнение

, (6.25)

где

.

Управляющее действие подложки можно учесть путем введения коэффициента влияния по подложке

, (6.26)

где

называется крутизной характеристики на подложке. Она показывает, насколько следовало бы изменить напряжение на затворе, чтобы при изменении напряжения подложки U_ПИ ток стока I_C остался неизменным. Если одновременно действуют напряжения на затворе и подложке, то в выражения (6.25) и (6.26) вместо U_ЗИ следует подставить

U_ЗИ.эф = U_ЗИ  U_ПИ. (6.27)

Инерционные свойства МДП-транзисторов зависят от ско­рости движения носителей заряда в канале, а также от межэлектродных емкостей между стоком и истоком (С_СИ), между подложкой и истоком (С_ПИ) и между подложкой и стоком (С_ПС). Кроме того, быстродействие транзисторов зависит от значений сопротивлений, через которые эти емкости заряжаются и разряжаются. При этом ввиду малого времени пробега носителей заряда через канал, который обычно имеет длину 0,15 мкм, влиянием последнего обычно пренебрегают.

При расчете схем, построенных на МДП-транзисторах с индуцированным каналом, используют эквивалентные схемы замещения этих транзисторов, в которых за инерционные свойства отвечают электрические емкости. На рис. 6.15 показана одна из таких схем. Необходимо сказать, что значения емкостей, входящих в эквивалентную схему (например, в такую, что представлена на рис. 6.15) не всегда известны. К тому же часть из них (в частности, С_ПС и С_ПИ) меняется в зависимости от напряжений на электродах. Поэтому на практике часто измеряют входную емкость транзистора для схемы с общим истоком (С_11И), его выходную (С_22И) и проходную (С_12И) емкости.

Эти емкости характеризуют параметры полевого транзистора, который при заданном режиме измерения представлен эк­вивалентной схемой рис. 6.16. Эта схема не очень точно отражает особен­ности транзистора, но ее параметры известны или легко могут быть измерены. Обычно значения емкостей схемы с рис. 6.16 бывают следующими: входная емкость С_11И  15 пФ, проход­ная емкость С_12И = 0,22 пФ, выходная емкость С_22И = 26 пФ.

Кроме включения в эквивалентную схему транзистора межэлектродных емкостей, для учета инерционности используют частотную зависимость крутизны стоко-затворной характеристики. Операторное уравнение крутизны характеристики МДП-транзисторов имеет тот же вид, что и для полевых тран­зисторов с управляющим р-п-переходом:

, (28-14)

где _гр  _З = 1/_З, и _З  R_{СИ.откр}С₃. В типовом слу­чае при длине канала 5 мкм предельная частота, на ко­торой крутизна характеристики уменьшается в 0,7 раза, лежит в пределах нескольких сотен ме­гагерц.

Температурная зависимость порогового напряжения и на­пряжения отсечки обусловлена изменением положения уровня Ферми, изменением объемного заряда в обедненной области и влиянием температуры на величину заряда в диэлектрике. У МДП-транзисторов можно найти термостабильную рабочую точку, в которой ток стока мало зависит от температуры. У разных транзисторов значение тока стока в термостабильной точке находится в пределах I_C = 0,050,5 мА. Важным преимуществом МДП-транзисторов перед биполярными транзисторами является малое падение напряжения на них при коммутации малых сигналов. Так, если в биполярных тран­зисторах в режиме насыщения напряжение U_КЭ принципиально не может быть меньше нескольких десятков  сотен милливольт, то у МДП-транзисторов при малых токах I_C это падение напряже­ния (поскольку в этом случае транзистор работает в крутой области) мало и определяется током I_С и сопротивлением канала R_{СИ.откр}:

U_СИ = I_СR_{СИ.откр} при  U_СИ    U_СИ.нас. (6.29)

При уменьшении I_C оно может быть сведено до значения, стремящегося к нулю.

МДП-транзисторы со встроенным каналом. Здесь, как и выше, мы рассмотрим транзистор с каналом только одного типа (р-типа), поскольку принципы действия транзисторов с каналами р- или п-типа одинаковы.

Такой транзистор изготавливается из пластинки полупроводникового кристалла с невысоким уровнем легирования донорами, имеющего слабо выраженную проводимость п-типа. На одной из поверхностей пластинки методом высокотемпературной диффузии устраивают слой с повышенным содержанием донорной примеси (проводимость п⁺). На поверхность этого слоя напыляют металлический слой (электрод подложки). На противоположной поверхности полупроводниковой пластинки методом локальной диффузии акцепторной примеси изготавливают две отделенные друг от друга области полупроводника с р⁺-типом проводимости (области стока и истока), а затем, также методом диффузии, между ними изготавливают тонкий слой канала, имеющий слабо выраженную проводимость р-типа.

Таким образом, стоковая и истоковая области оказываются связанными гальванически (между ними нет р-п-перехода). Между областями с р-типом проводимости и основным объемом полупроводниковой пластинки (подложкой) образуется р-п-переход. На поверхности стоковой и истоковой областей напыляются металлические электроды, к которым припаиваются выводы стока и истока, соответственно. Поверхность полупроводниковой пластинки в месте нахождения канала покрывают слоем изолятора (диоксида кремния), а на этот слой напыляют металлический электрод (затвор). В зависимости от полярности напряжения между каналом и затвором происходит расширение или сужение встроенного канала и, следовательно, уменьшение или увеличение сопротивления канала.

Подчеркнем, что в транзисторах со встроенным каналом ток в цепи стока будет протекать и при нулевом напряжении на затворе. Для его прекращения необходимо к затвору приложить положитель­ное напряжение (при структуре с каналом р-типа), равное или большее напряжения отсечки U_ЗИ.отс. При этом дырки из инверсного слоя будут вытеснены, практически полностью, в глубь полупроводника и канал исчезнет. При приложении отрицательного напряжения канал расширяется и ток увели­чивается. Следовательно, МДП-транзисторы со встроенными каналами работают как в режиме обеднения, так и в режиме обогащения.

При ориентировочных оценках тока стока транзистора со встроенным каналом в области насыщения можно использовать уравнение

, (6.30)

где

.

Графики семейства выходных ВАХ МДП-транзистора со встроенным каналом отличаются от соответствующих графиков МДП-транзисторов с индуцированным каналом лишь тем, что здесь напряжение U _ЗИ может принимать как положительные значения, так и отрицательные. По форме те и другие графики идентичны. Здесь тоже имеются крутая (омическая) область I, область насыщения тока стока II и область пробоя канала транзистора в наиболее суженном месте, III.

Для расчетов усилительных схем на МДП-транзисторах со встроенным каналом рекомендуется схема замещения транзистора, показанная на рис. 6.17. В нее входят элементы: входная емкость транзистора в схеме с общим истоком (С_11И), его выходная емкость (С_22И), проходная емкость (С_12И), выходное дифференциальное сопротивление (R_СИ.диф) и источник тока, определяющий усилительные свойства транзистора.

Обычно величины емкостей схемы замещения транзистора имеют следующие значения: С_11И  15 пФ, С_12И = 0,22 пФ, С_22И = 26 пФ. Величина сопротивления R_СИ.диф находится в пределах от десятков до сотен кОм.

Рассмотрим некоторые параметры МДП-транзисторов и их ориентировочные значения. Среди них основными являются:

1. Крутизна характеристики

(при U_СИ = const и U_ПИ = const; S = 0,1500 мА/В);

1. Крутизна характеристики по подложке

(при U_СИ = const и U_ЗИ = const; S_П = 0,11 мА/В);

2. Начальный ток стока I_Cнач (ток стока при нулевом напряжении U_ЗИ; у транзисторов с управляющим р-п-переходом I_Cнач = 0,2600 мА; для транзисторов с технологически встроенным каналом I_Cнач = 0,1100 мА; с индуцированным каналом I_C.нач = 0,010,5 мкА);

3. Напряжение отсечки U_ЗИ.отс (U_ЗИ.отс = 0,210 В);

4. Пороговое напряжение U_ЗИ.пор (U_ЗИ.пор = 16 В);

5. Сопротивление сток – исток в открытом состоянии R_{СИ.откр}

(R_{СИ.откр} = 2300 Ом);

6. Максимальный постоянный ток стока I_C.макс (I_C.макс= 10700 мА);

7. Остаточный ток стока I_C.ост – ток стока при напряжении U_ЗИ.отс (I_C.ост = 0,00110 мА);

8. Максимальная частота усиления f_р – частота, на которой коэффициент усиления по мощности К_уР равен единице (f_р может принимать значения от десятков до сотен МГц).