9.4 Цифровые вычислительные синтезаторы

На рис. 9.3 представлена структурная схема ЦВС на основе нако­пителя кода фазы (НКФ) и полосового фильтра (ПФ), а на рис. 9.4 — временные соотношения для этой схемы.

Опорный генератор (рис. 9.3) формирует импульсы e₀ (t) тактиро­вания счета в накопителе НКФ, которые следуют с частотой f_т . Наибольшее число, которое может сохранять НКФ, составляет R. На каждом такте с номером i к выходному коду К_φ (i) добавляется

Рис. 9.3. Структурная схема ЦВС с полосовым фильтром

Рис. 9.4. Временные соотношения для СЧ с полосовым фильтром

(рис. 9.4, а) значение K_f, так что К_φ (i) = K_f. По истечении каждых

N — ent (R / K_f) + 1 тактовых интервалов (здесь ent(-) — операция взятия целой части числа) на выходе НКФ появляется (рис. 9.4, б) импульс переполнения e_n(t) и код K_f сбрасывается в нуль. Таким образом, период следования импульсов e_n(t) составляет Т_п = N / f_T.

Каждый импульс вызывает переход выходного напряжения триггерного делителя частоты (ДЧ)

(см. рис. 9.3) с нижнего уровня на верх­ний или обратно, поэтому выходное напряжение ДЧ е_д.ч(t) имеет форму меандра с частотой f .

Источники колебаний такой формы находят применение на прак­тике как делители частоты с переменным коэффициентом деления. Если же необходимо гармоническое колебание, то после ДЧ вклю­чают полосовой фильтр (см. рис. 9.3).

Полосовой фильтр выделяет из такого колебания гармоническую составляющую u(t) (рис. 9.4, г). Поскольку спектр двухуровневой последовательности вида е_д._ч(t) имеет компоненты только с нечетной кратностью, при соответствующей настройке ПФ можно формиро­вать выходные колебания с частотами в 3 или в 5 раз более высо­кими, чем рассчитанные по этому соотношению.

Перестройка ЦВС на другую частоту сетки осуществляется изменением кода К_f и зани­мает не более одного периода следования импульса Т_п.

Амплитудно-частотная характеристика ПФ в схеме рис. 9.3 должна быть равномерной в пределах диапазона выходных частот СЧ от/_н до/_в. Для того чтобы уровень высших гармоник по всему диапа­зону перестройки СЧ не превышал допустимого, нужно ограничи­вать ширину этого диапазона так, чтобы в полосу пропускания ПФ не попадали компоненты более высоких гармоник. Так, если в ПФ выделяется первая гармоника сигнала е_{д ч}(0> то необходимо потребо­вать выполнения неравенства f_в < 2f_н.

Недостатками ЦВС по схеме рис. 9.3 являются необходимость использования аналогового полосового фильтра с высокими требова­ниями к равномерности его АЧХ в полосе СЧ и к подавлению высших гармоник за пределами полосы, а также невозможность зна­чительной перестройки выходной частоты при постоянных парамет­рах ПФ.

В ЦВС с цифроаналоговыми преобразователями (рис. 9.5) выходной сигнал u(t) формируется на выходе структурной схемы, состоящей

Рис. 9.5. Цифровой вычислительный синтезатор с выходным ЦАП

из каскадно включенных накопителя кода частоты (НКЧ), накопителя кода фазы, модулятора кода фазы (МКФ), фазоамплитудного преоб­разователя кодов (ПК) и ЦАП. При нулевом значении кода скорости перестройки на всех тактах, кроме начального, код частоты K_f не изменяется и на выходе НКФ формируется код К(i), линейно изменяющийся с ростом номера отсчета (см. рис. 9.4, а). В этом слу­чае вход К_β используется для установки K_f. Частота повторения цик­лов переполнения счетчика НКФ, как и в схеме рис. 9.3, пропорцио­нальна коду частоты f_вых ≈ (K/R)f₀. В ПК по каждому коду фазы * формируются коды двух квадратурных колебаний и К_с, которые в ЦАП преобразуются в сдвинутые по фазе на 90° выходные сигналы u_s(t) и u_c(t), по форме близкие к гармоническим при высокой разряд­ности ЦАП. Шаг по частоте ∆f=f₀ / R в таком СЧ в R раз меньше, чем тактовая частота/₀. Для значений K_f, при которых R / K_f не является целым, возникает фазовая погрешность.

Накопитель кода частоты в СЧ по схеме рис. 9.5 используется для автоматической перестройки частоты: код задает скорость изме­нения Kj на соседних тактах суммирования. При фиксированном значении выходная частота изменяется по линейному во времени закону во всем диапазоне СЧ и формируется колебание с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ).

Построение ЦВС непосредственно в диапазоне СВЧ оказывается затруднительным из-за ограничений на быстродействие цифровых компонентов, поэтому используются схемы когерентного переноса сетки частот, сформированной в радиочастотном диапазоне на повы­шенные несущие частоты. На рис. 9.6 показана структура цифрового синтезатора квадратурных отсчетов гармонического сигнала, средняя Частота которого преобразуется в диапазон СВЧ.

В схеме рис. 9.6 на вход накопителя кода фазы сумматора НКФ Поступают колебания опорной частоты f₀ от генератора ОГ, поделен­ные по частоте в и раз в делителе ДЧ-и. Частота повторения выход-

Рис. 9.6. Преобразователь сигнала ЦВС в диапазон СВЧ

ного сигнала пропорциональна коду частоты F = ent

Выходные коды ПК K_s и К_с связаны соотношением K_s² + К_с² = const

и формируют квадратурные отсчеты сигнала промежуточной синте­зированной частоты. После преобразования этих кодов в ЦАП они поступают на первые входы смесителей (См.). На вторые входы См. поступают аналоговые несущие колебания от ОГ, сдвинутые один относительно другого на 90°. После выделения на выходах смесите­лей верхней боковой полосы и суммирования в блоке Сум. формиру-

ется гармонический СВЧ-сигнал с частотой f_вых - f₀ + ent .

Для ЦВС характеристика S_φ(F) определяется главным образом фазовыми нестабильностями опорного источника частоты f₀. Погреш­ности, вносимые схемой ЦВС, проявляются в увеличении уровня ПСС в результате помех дискретизации и дробности, а также пара­зитных явлений в ЦАП из-за неидентичности разрядов.

Разработаны варианты снижения уровня ПСС: специальный выбор шага сетки, подгонка ключей в ЦАП, использование дополни­тельных выборок из выходного сигнала ЦАП, введение в младший разряд ЦАП псевдослучайной последовательности, увеличение периода повторения ошибок дробности, стохастизация (рандомиза­ция) выходных сигналов СЧ и др. По существу, такие меры приводят к тому, что мощность сосредоточенных спектральных компонент ПСС распределяется более равномерно, приближаясь к уровню шумовых составляющих.