Тема 32. Фидеры

В дециметровом и сантиметровом диапазонах, в основном, используются линии передачи закрытого типа, в которых вся энергия сосредоточена в пространстве, экранированном от внешней среды металлической оболочкой.

Основными, широко используемыми линиями передачи закрытого типа, являются коаксиальный волновод (состоящий из соосных круглых провода и экрана), прямоугольный, круглый и эллиптический волноводы.

В направляющих системах могут распространяться волны класса Т (поперечные электромагнитные волны), волны класса Н (поперечно-электрические или магнитные волны), волны класса Е (поперечно-магнитные или электрические волны). Необходимо отметить, что волны класса Т могут распространяться только в тех направляющих системах, в которых имеются два изолированных друг от друга проводника, по которым возможна передача энергии постоянного тока.

В любой направляющей системе возможно существование большого числа типов волн (из классов Е и Н), количество которых зависит от выбора рабочей длины волны _р. Однако существует область длин волн, при которой распространение электромагнитных волн в волноводе невозможно (область отсечки), то есть когда рабочая длина волны _р больше или равна критической длине волны основного типа волны _кр (_р  _кр). Основным типом волны в волноводе называется волна, обладающая максимальной критической длиной волны. С учётом относительной диэлектрической проницаемости материала, заполняющего волновод, рабочая длина волны должна выбираться из условия

где  - длина волны генератора (длина волны в свободном пространстве). В воздухе  = 1 и _р = .

На рис.32.1 и 32.2 приведены картины мгновенного распределения электрического и магнитного полей (в продольном и поперечном сечениях) для основных типов волн Н₁₀ и Н₁₁ в прямоугольном и круглом волноводах, а на рис.32.3 – для волны класса Т в коаксиальном волноводе. Крестиками на этих рисунках показаны силовые линии, идущие «от нас», а кружочками – идущие «к нам».

Рис.32.1 Рис.32.2 Рис.32.3

Значения волнового сопротивления Z_в, фазовой v_ф и групповой v_гр скоростей и длины волны  в волноводе в одноволновом режиме можно рассчитать по формулам:

где с – скорость света в вакууме;

a ­– внутренний размер широкой стенки прямоугольного волновода;

b – внутренний размер узкой стенки прямоугольного волновода;

D – диаметр оплётки коаксиального кабеля;

d – диаметр центральной жилы коаксиального кабеля.

То, что длина волны в прямоугольном волноводе  больше длины волны в свободном пространстве , имеет простое физическое объяснение. Так как электромагнитные волны, распространяясь в волноводе, отражаются от его стенок (как показано на рис.32.4), то фронт волны, проходя расстояние _р вдоль направления распространения волны, одновременно пройдёт вдоль волновода расстояние, равное .

Рис.32.4.Объяснение, почему длина волны в волноводе больше свободного пространства

Выбор рабочей длины волны (частоты) для создания одноволнового режима

Рис.32.5 Рис.32.6 Рис.32.7

Для наглядности на рис.32.5…32.7 приведены распределения критических длин волн по шкале _р для прямоугольного, круглого и коаксиального волноводов. В случае одноволнового (одномодового) режима по волноводу распространяется основная волна. Как видно из рис.32.5, основной волной для прямоугольного волновода является волна Н₁₀ с критической длиной волны _кр^Н10=2а. Первая волна высшего порядка в прямоугольном волноводе – волна Н₂₀ с _кр^Н20=­а. Следовательно, одноволновый режим будет наблюдаться при выполнении условия a <  < 2a.

Для круглого волновода (рис.32.6) основной волной является волна Н₁₁ (_кр^Н11= 3,41R), а первой волной высшего порядка – Е₀₁ (_кр^Е01=2,62R), таким образом, одноволновый режим будет выполняться при условии 2,62R<_р<3,41R.

В коаксиальном волноводе (рис.32.7) основной волной является волна класса Т (_кр^Т=), а первой волной высшего порядка – волна Н₁₁ с _кр^Н11(D+d)/2, т.е. одноволновый режим будет выполняться при условии (D+d)/2< _р < . )

На практике, обычно, из-за большого поглощения в области более длинных волн, т.е. близких к критической длине волны основного типа, значение рабочей длины волны выбирают на 20…30% ниже критической длины волны.

Полосковые линии. Полосковой линией является направляющая система открытого типа, состоящую из двух или более изолированных друг от друга проводящих полос. На практике наиболее часто используются следующие линии: симметричная полосковая линия, несимметричная полосковая линия, микрополосковая линия, щелевая полосковая линия и некоторые другие. Полосковые линии выполняются в виде тонких металлических слоев, нанесенных на листы диэлектрика. В качестве диэлектрика используют материалы с малыми потерями в диапазоне СВЧ (с малым tg δ): фторопласт, полиэтилен, керамика, поликор (двуокись алюминия), сапфир, кварц, ферриты и др. Иногда применяют воздушное заполнение линий. При изготовлении полосковых линий используют или фольгированные диэлектрики, или наносят металлические полоски на поверхность диэлектрика, применяя тонкопленочную или толстопленочную технологии.

Несмотря на относительно простую геометрию полосковых линий, их строгий анализ представляет достаточно сложную задачу, решаемую, как правило, с помощью численных методов. Так как полосковые линии относятся к линиям открытого типа, то при распространении вдоль них электромагнитных волн возникают потери на излучение во внешнее пространство. На практике используют полосковые линии, поперечные размеры которых малы по сравнению с длиной волны, поэтому потери на излучение в таких линиях незначительны и ими можно пренебречь.

Основной волной в полосковых линиях, как правило, является ТЕМ-волна или квази-ТЕМ волна, по структуре поля и другим свойствам близкая к ТЕМ-волне. Рассмотрим более подробно основные типы полосковых линий, широко используемые в технике СВЧ.

Симметричная полосковая линия представляет собой трехпроводную полосковую линию, состоящую из полоски 1 шириной w и толщиной t, помещенной симметрично относительно экранирующих пластин, расположенных на расстоянии b друг от друга и имеющих ширину а (рис.32.8). Пространство между проводниками полностью заполнено однородным диэлектриком 2 с параметрами ε_r, μ_r= 1, σ_д. Токонесущие элементы (полоска 1 и экранирующие пластины) выполнены из металла с удельной проводимостью σ_м. При σ_д =0, σ_м=∞ и а=∞ основной волной в симметричной полосковой линии является ТЕМ-волна, для которой λ_кр=∞.

Рис.32.8.Симметричная полосковая линия

Качественное представление о структуре поля TEМ-волны в симметричной полосковой линии можно получить, рассматривая симметричной полосковой линии как линию, получающуюся в результате деформации коаксиальной линии (см. рис.32.9.а,б,в).

Отметим, что основные характеристики ТЕМ-волны в симметричной полосковой линии можно определять по формулам для плоских волн в однородной изотропной среде. Важной характеристикой линии передачи с ТЕМ-волной является ее волновое сопротивление Z_В , где U_m и _Im - комплексные амплитуды напряжения и тока в линии, соответствующие бегущей волне. Зная формулы для электрического и магнитного полей в симметричной полосковой линии, можно найти для нее Z_В так же, как это было сделано в случае коаксиальной линии.

Рис.32.9. Структура поля TEМ-волны

Приведем приближенные формулы для Z_B, позволяющие проводить расчеты с относительной погрешностью, не превышающей 1,24% :

при w/b> 0,35 (1 –t/b)

.

где а₁=1/(1 - t/b); А=[2a₁ln(a₁+1) - (a₁ - 1)ln(a²₁ - 1)]/π;

При w/b ≤ 0,35(1 - t/b) и w ≥ t

,

где d/w=0,5 + 0,8t/w - 0,12(t/w)²

Как следует из этой формулы волновое сопротивление симметричной полосковой линии уменьшается при увеличении ε_r заполняющего диэлектрика, увеличении w и t полоски и уменьшении величины b. Расчетные и экспериментальные данные показывают, что в симметричной полосковой линии с конечной шириной экранирующих пластин а (рис.32.8) при а > w+2b поле практически полностью сосредоточено в заполняющем диэлектрике, а на границе диэлектрик - воздух оно отсутствует; поэтому все характеристики симметричной полосковой линии в этом случае можно рассчитывать по формулам, справедливым для а =∞.

Первым высшим типом в симметричной полосковой линии является волна H⁽¹⁾. Ее структуру (рис.32.10) можно получить, последовательно деформируя (как на рис. 32.9) поперечное сечение коаксиальной линии, в которой распространяется первый высший тип Н₁₁.

Рис.32.10. Структура поля волны высшего типа

Поэтому приближенно можно считать, что λ_кр . Условие одноволновой работы симметричной полосковой линии можно приближенно записать в виде w << λ/2, где λ - длина ТЕМ-волны в симметричной полосковой линии.

Если σ_д ≠ 0 и σ_м ≠ ∞ , то при распространении ТЕМ-волны по симметричной полосковой линии происходят потери энергии в заполняющем диэлектрике и проводниках линии. Кроме того, имеет место излучение энергии в окружающее пространство. При а > w + 2b и b < λ /2 затуханием волны за счет излучения можно пренебречь. В этом случае коэффициент ослабления можно записать в виде α ≈α_д + α_м . Расчеты показывают, что даже в самом благоприятном случае (при использовании высокочастотных диэлектриков с малым tgδ и хорошо проводящих металлов, например меди) коэффициент ослабления α в симметричной полосковой линии на частотах выше 1 ГГц имеет величину от нескольких десятых до нескольких единиц децибел на метр. Причем а возрастает как с увеличением частоты, так и с увеличением ε_r. На одних и тех же частотах коэффициент ослабления в симметричной полосковой линии в несколько раз больше коэффициента ослабления в металлических волноводах и коаксиальной линии, что объясняется весьма малыми поперечными размерами симметричной полосковой линии и полным диэлектрическим заполнением линии. Несмотря на это, полосковые линии находят широкое применение в технике СВЧ: Практически вся приемная аппаратура конструируется на их основе. При использовании полосковых линий удается получить весьма малые габариты и массу устройств. Отметим, что затухание электромагнитного сигнала, проходящего через то или иное устройство, зависит как от коэффициента ослабления в отрезках линии, образующих это устройство, так и от длины пути. При рассмотрении вопросов конструирования различных устройств СВЧ, их длина пропорциональна длине волны в линии передачи, на основе которой строится устройство. Поэтому конструируя устройство на основе полосковых линий и увеличивая ε_r заполняющего диэлектрика, удается уменьшить длину волны в линии, а значит, и длину устройства.

С целью уменьшения затухания волны в симметричной полосковой линии применяют несколько измененную конструкцию симметричной полосковой линии, называемую высокодобротной полосковой линией (рис.32.11). В этом случае проводящую полоску между экранами выполняют в виде двух полосок 1, нанесенных по разные стороны тонкой диэлектрической пластины 2. Обе полоски находятся под одним и тем же потенциалом. Пространство между полосками и экранами заполнено воздухом. Тонкая диэлектрическая пластина обеспечивает крепление и центрирование полосок между экранами. При этом ослабление волны в диэлектрической пластине весьма мало, поскольку из-за одинаковых потенциалов полосок концентрация электромагнитного поля в диэлектрике невелика. Симметричное расположение пластины 2 между экранирующими пластинами 3 обеспечивается специальными диэлектрическими опорами 4.

Рис.32.11.Высокодобротная полосковая линия

Рис.32.12.Несимметричная полосковая линия

Несимметричная полосковая и микрополосковая линии. Несимметричная полосковая линия (рис.32.12), представляет собой двухпроводную полосковую линию, состоящую из полоски шириной w и толщиной t, помещенной на расстоянии h от экранирующей пластины, имеющей ширину а. Пространство между проводниками и над полоской заполнено диэлектриком с параметрами ε_r, μ_r=1, σ_д. Токонесущие элементы (полоска и экран) выполнены из металла с удельной проводимостью σ_н. На практике, как правило, используют воздушное заполнение несимметричной полосковой линии. При σ_д = 0, σ_м = ∞ и а = ∞ основной волной в несимметричной полосковой линии является ТЕМ-волна, для которой λ_кр= ∞. На рис.32.12 показана структура поля ТЕМ-волны в несимметричной полосковой линии, построенная путем последовательных деформаций структуры поля симметричной двухпроводной линии.

Приведем приближенные формулы для Z_B, позволяющие проводить расчеты с относительной погрешностью, не превышающей 0,6% при t = 0 :

,

. При w/h ≤ 2.

При конечной толщине полоски, в случае 0< t/h <0,1, сопротивление Z_B для несимметричной полосковой линии можно определять по этой формуле, если вместо w/h подставить w'/h , где

Как и в случае симметричной полосковой линии, волновое сопротивление несимметричной полосковой линии уменьшается при увеличении ε_r, увеличении w и t и уменьшении h.

Как показывает анализ, характеристики несимметричной полосковой линии с конечной шириной экранирующей пластины при условии а > (8...12)w практически полностью совпадают с аналогичными для несимметричной полосковой линии с а =∞.

Одноволновый режим работы несимметричной полосковой линии на ТЕМ-волне и отсутствие излучения из линии обеспечиваются соответствующим выбором поперечных размеров линии

w < λ/2 и h < λ/2

где λ- длина TЕМ-волны в несимметричной полосковой линии.

На практике широкое применение находит несколько измененная конструкция (рис.32.13), называемая микрополосковой линией. Она отличается от несимметричной полосковой линии тем, что между полоской 1 и экранирующей пластиной 2 помещается подложка из диэлектрика 3 с параметрами ε_r2, μ_r2=1, σ_д2; над полоской находится диэлектрик с параметрами ε_r1, μ_r1=1, σ_д1. Как правило, над полоской используют воздушное заполнение (ε_r1=1, σ_д1=0). Если сравнить передачу энергии по несимметричной полосковой линии и микрополосковой линии, то в микрополосковой линии уровень излучения энергии в окружающее пространство гораздо ниже, чем в несимметричной полосковой линии, что связано с увеличением концентрации электромагнитного поля в диэлектрике подложки, особенно при больших значениях ε_r2.

Рис.32.13. Микрополосковя линия

При передаче энергии по микрополосковой линии электромагнитное поле существует не только в подложке, но и в воздухе. При этом появляются продольные составляющие векторов поля, т.е. по микрополосковой линии в общем случае энергия переносится гибридными волнами (E_z ≠ 0 и H_z ≠ 0). Однако, как показывает анализ, при достаточно малых по сравнению с длиной волны размерах поперечного сечения МПЛ для основной волны величина продольных составляющих векторов поля оказывается на порядок меньше величины поперечных составляющих, и ими можно пренебречь. Поэтому приближенно можно считать, что структура основной волны в микрополосковой линии (рис.32.13), получившей название квази-ТЕМ, совпадает со структурой ТЕМ-волны. Волна квази-ТЕМ, как и ТЕМ-волна, может распространяться на любых частотах, для нее λ_кр=∞. Причем, поскольку квази ТЕМ-волна переносит часть энергии в подложке, а часть в воздухе, ее фазовая скорость удовлетворяет неравенству

Чем больше энергии переносится в подложке, тем ближе V_ф к скорости света в подложке, и наоборот. Обычно при определении основных характеристик волн в линиях с поперечно неоднородным диэлектрическим заполнением вводят эффективную диэлектрическую проницаемость линии ε_эф=ε₀ε_rэф связанную фазовой скоростью волны , причем ε_r2 > ε_rэф > ε_r1. При ε_r1=1 и ε_r2= ε_r эффективную проницаемость для волны квази-ТЕМ в микрополосковой линии можно определить по формуле, справедливой для t=0

.

Из этой формулы следует, что фазовая скорость квази-ТЕМ волны зависит не только от параметров заполняющего диэлектрика, но и от геометрических размеров линии (последнее свойство характерно для Н- и Е-волн в волноводах): при увеличении w и ε_r2 или уменьшении h фазовая скорость волны квази-ТЕМ в микрополосковой линии уменьшается, поскольку при подобном изменении увеличивается количество энергии, переносимой волной в подложке, и наоборот. Все основные характеристики волны квази-ТЕМ рассчитываются по формулам для ТЕМ-волн путем замены ε_r на ε_rэф . Например, длина волны квази-ТЕМ в микрополосковой линии на частоте f равна λ . Волновое сопротивление МПЛ рассчитывается по формулам для несимметричной полосковой линии, где ε_r , заменяется на ε_rэ. Путем аналогичной замены получаются условия для одноволнового режима работы и отсутствия излучения в микрополосковой линии.

Отметим, что поскольку волна квази-ТЕМ является гибридной, ее характеристики (ε_rэф,V, Z_B) зависят от частоты, т.е. наблюдается дисперсия основной волны в микрополосковой линии. Как показывают расчеты и эксперименты для микрополосковых линий, используемых на практике, дисперсия основной волны практически не проявляется при f < 1 ГГц. На более высоких частотах характеристики основной волны в микрополосковой линии следует определять с учетом дисперсии. При σ_д ≠ 0 и σ_м ≠ ∞ волна квази-ТЕМ испытывает затухание.

Отметим, что на основе микрополосковой линии конструируется большинство интегральных схем, при этом в качестве подложки используют весьма тонкие диэлектрические пластины (доли миллиметра), имеющие достаточно высокое значение ε_r2. При этом удается значительно уменьшить длину волны в линии, а значит, и габариты интегральной схемы.

Щелевая полосковая линия. Это двухпроводная полосковая линия (рис.32.14), в которой электромагнитная волна распространяется вдоль щели между проводящими поверхностями 1 и 2, нанесенными на одну сторону подложки 3 из диэлектрика с параметрами ε, μ₀, σ_д. На рис.32.14 изображены линии электрического (сплошные) и магнитного (пунктирные) полей основной волны в щелевой полосковой линии.

Рис.32.14. Щелевая полосковая линия

Анализ щелевой полосковой линии показывает, что основной волной в линии является Н-волна, поскольку величина продольной составляющей напряженности электрического поля на порядок меньше величины поперечных составляющих, а все три составляющие магнитного поля сравнимы по величине. Как правило, основные характеристики щелевой полосковой линии (V_ф, Z_B, λ и т.д.) определяют численно. Одноволновый режим работы щелевой полосковой линии, а также отсутствие заметного излучения из линии обеспечиваются при w < λ/2 и h < λ/2.

По сравнению с микрополосковой линией в щелевой полосковой линии: 1) более сильно проявляется дисперсия; 2) при одинаковых отношениях w/h и ε_r подложки Z_B в щелевой полосковой линии больше, чем в микрополосковой линии; 3) значительно ниже потери, поскольку ток проводимости рассредоточен по большей поверхности, чем в микрополосковой линии. Отметим, что при конструировании гибридных интегральных схем использование щелевой полосковой линии, в отличие от симметричной полосковой линии и микрополосковая линия, позволяет более просто монтировать навесные элементы в схеме. Магнитное поле в щелевой полосковой линии эллиптически поляризовано, поскольку в Н-волнах продольная и поперечные составляющие напряженности магнитного поля сдвинуты по фазе на 90°. Это свойство основной волны в щелевой полосковой линии используется при конструировании полосковых невзаимных устройств с намагниченными ферритами.

Связанные полосковые линии. Рассмотрим две симметричные полосковые линии (рис.32.15.а) или две микрополосковые линии (рис.32.15.б), имеющие одинаковую ширину полосок, общие экранирующие пластины и общее диэлектрическое заполнение. Полоски линий расположены параллельно на расстоянии s друг от друга. Изображенные на рис.32.15.а и 32.15.б линии называют соответственно связанными симметричными полосковыми линиями и связанными микрополосковыми линиями с боковой связью полосок. При достаточно малом расстоянии s электромагнитная волна, распространяющаяся вдоль одной из полосок, будет возбуждать волну, распространяющуюся вдоль второй полоски. Благодаря возникающей между полосками электромагнитной связи часть энергии, переносимой волной вдоль одной из полосок, будет ответвляться и переноситься волной вдоль другой полоски и наоборот. Это явление используется в технике СВЧ при конструировании направленных ответвителей, фильтров и других устройств.

Рис.32.15. Связанные полосковые линии

Рис.32.16. Для четной волны

Рис.32.17. Для нечетной волны

Анализ связанных симметричной полосковой линии и микрополосковой линии, показал, что в таких линиях возможно существование двух независимых основных волн: четной (рис.32.16) и нечетной (рис.32.17), соответствующих двум способам возбуждения полосок. У четной волны в произвольном поперечном сечении потенциалы полосок одинаковы по величине и знаку, а токи на полосках текут в одном направлении. У нечетной волны потенциалы одинаковы по величине, но противоположны по знаку, а токи текут в противоположных направлениях.

Как следует из общих свойств TEМ-волн, основные параметры четной и нечетной ТЕМ-волн в симметричной полосковой линии совпадают. Для волновых сопротивлений четной (Z_Ве) и нечетной (Z_Bо) волн выполняется неравенство Z_Be > Z_Bо.

При t/b < 0,1 и w/b > 0,35 для вычисления Z_Ве и Z_Bо можно использовать следующие приближенные формулы :

,

,

где А определяется так же, для симметричной полосковой линии, В=(2/π)ln{1+th[πs/(2b)]}, C=(2/π)ln{1+cth[πs/(2b)]}.

Аналогично для ТЕМ-волн, можно определить основные характеристики четной и нечетной квази ТЕМ-волн в связанных микрополосковых линиях; заменив в них ε_r на эффективные диэлектрические проницаемости (ε_rэф)_е для четной волны и (ε_rэф)₀ - для нечетной. Анализ показывает, что (ε_rэф)_е всегда больше (ε_rэф)₀, т.е. четная и нечетная квази ТЕМ-волны распространяются по линии с разными скоростями V_фо > V_фe. Формулы для расчета (ε_rэф)_е, (ε_rэф)_о, а также волновых сопротивлений Z_Be и Z_Bо достаточно громоздки.

Конструкция измерительной линии. Для регистрации амплитудного распределения в волноводах используются измерительные линии. Конструкция такой линии, выполненной на отрезке коаксиальной линии, показана на рис.32.18.

Рис.32.18. Конструкция коаксиальной измерительной линии

Измерительная головка представляет собой объемный резонатор с короткозамыкающим поршнем, служащим для настройки объемного резонатора, с СВЧ диодом. Зонд располагается вдоль силовых линий электрического поля в волноводе. Электродвижущая сила (ЭДС), возникающая в зонде, пропорциональна напряженности поля в месте расположения зонда.

Эта ЭДС возбуждает объемный резонатор, создавая в нем электромагнитные колебания. Резонатор настраивается на частоту колебаний в направляющей системе, что приводит к максимальному усилению сигнала на выходе резонатора. С объемным резонатором связан кристаллический СВЧ диод, играющий роль преобразователя СВЧ колебаний в низкую частоту модуляции генератора. По принципу действия объемный резонатор схож с обычным колебательным контуром на более низких частотах.

Перемещая зонд вдоль волновода, можно найти распределение амплитуд напряженности поля и длину волны в волноводе. Регистрация амплитудного распределения производится при помощи микроамперметра, подключенного к СВЧ диоду. Ввиду того, что характеристика СВЧ диода квадратична, при определении значений К_БВ, необходимо взять корень из отношения показаний микроамперметра (_min и _max)

Иногда на практике используется коэффициент стоячей волны

Коэффициент бегущей волны связан с модулем коэффициента отражения |Г| соотношениями:

В качестве фидеров передающих KB антенн наиболее часто используются двух - и четырехпроводные воздушные симметричные линии (рис.32.19.а,б), а также четырехпроводные перекрещенные фидеры (рис. 32.19.в), состоящие из соединенных перемычками крест-накрест проводов. Эти фидеры обычно выполняют из биметаллических (стальной провод, покрытый медной оболочкой) проводов диаметром 3...6 мм. Расстояние между проводами составляет 225...450 мм.

Двухпроводные фидеры (W_ф=600 Ом) могут пропускать мощность до 50 кВт, четырехпроводные (W_ф=300 Ом) -до 100 кВт. При больших уровнях мощности провода фидера выполняются в виде многопроволочных цилиндров (рис.32.20).

Рис.32.19.Симметричные двухпроводные (а), четырехпроводные (б) и четырехпроводные перекрещенные (в) фидера

Волновое сопротивление двухпроводного (однопроволочного) фидера при 2a/D 1 (что обычно имеет место)

W_Ф=276 lg(D/a).

Четырехпроводный однопроволочный симметричный неперекрещенный фидер имеет

п ерекрещенный –

Рис. 32.20.Провод в виде проволочных цилиндров

При расчете волновых сопротивлений многопроволочных фидеров проволочные цилиндры заменяются сплошными с эквивалентным радиусом R_э = Rⁿ . Здесь n - число проволок в одном проводе (цилиндре) радиусом R. Для питания передающих антенн используют также несимметричные концентрические (рис.32.21.а) и несимметричные плоские (рис.32.21.б) многопроводные фидеры.

Рис.32.21.Несимметричные концентрические (а) и несимметричные плоские (б) многопроводные фидера

В случае концентрического фидера многопроволочным может быть выполнен только внешний провод или оба – внешний и внутренний провода. Симметричные фидеры крепят на деревянных, асбоцементных или железобетонных опорах. Последние используется для подвески тяжелых фидеров с W_Ф = 120 Ом. К опорам фидеры крепят с помощью специальных изоляторов. В некоторых случаях для питания KB антенн используют коаксиальный кабель. В настоящее время выпускают коаксиальный кабель, выдерживающий мощность (при К_БВ = 1) 250 кВт. Основными параметрами, которыми оценивается качество передающего фидера, являются пропускная мощность и КПД. Максимальная мощность, пропускаемая фидером, определяется электрической прочностью изоляторов и воздуха, окружающего фидер. Если напряженность поля превосходит некоторое определенное значение, то начинается ионизация воздуха, что может привести к его пробою. Процессы ионизации молекул сопровождаются излучением электромагнитных волн оптического диапазона, вследствие чего происходит свечение ионизированного объема воздуха. Столб ионизированного воздуха поднимается наверх, принимая форму факела («факельное истечение»). Это недопустимо, так как может привести к перегреву и расплавлению проводов, а также к потерям высокочастотной энергии. Напряженность поля, при которой может произойти самопроизвольное образование факела, называется начальной. Начальная напряженность поля равна примерно 30 кВ/см. Обычно принимается, что допустимая амплитуда напряженности поля Е_доп примерно равна 6...7 кВ/см.

Мощность, которую можно передать по воздушной линии без опасности факельного истечения, определяют по формуле

Р_доп= Е²_доп(na)²К_БВ/ 7200.