Лекция № 6

Тема лекции:

«Нелинейное усиление и умножение частоты. Нелинейное усиление и умножение частоты. Процесс преобразования частоты и его использование. Амплитудная модуляция» План лекции

Е. А. Москатов Основы телевидения, 2005р. - 162 с

10.5. Нелинейное усиление и умножение частоты

Нелинейное усиление. Усиление сигнала не должно сопровождаться нелинейными искажениями, оно линейно по сути своей. Противоречие можно снять, если потребовать, чтобы искажения, возникающие в результате нелинейного режима, были устранены на выходе усилителя, т. е. чтобы искажение тока НЭ не превращалось в искажение выходного напряжения. Разумеется, заниматься решением этой проблемы есть смысл только в том случае, если сам нелинейный режим в чем-то важном выгоднее линейного. Этим важным являются энергетические показатели, которыми характеризуются усилители мощности и умножители частоты РПДУ, называемые также генераторами с внешним возбуждением (ГВВ), и усилители мощности звуковых частот. Задача состоит в том, чтобы выяснить, каковы эти показатели, и найти режимы, в которых обеспечиваются их оптимальные значения. Рассмотрим эти вопросы применительно к схеме ГВВ на биполярном транзисторе (БТ) с общим эмиттером (рис. 10.5, а), которая почти не отличается от схемы резонансного УРЧ.

Выходная цепь ГВВ. Она состоит из трех основных элементов: источника питания (ИП), активного НЭ и избирательной согласующей цепи.

Источник питания обеспечивает ГВВ энергией постоянного тока, часть которой он преобразует в энергию колебаний. Мощность, потребляемая от ИП,

Чем она меньше, тем экономичнее режимы ГВВ.

Активный НЭ − транзистор − обеспечивает преобразование мощности в выходную (колебательную) мощность ГВВ

которая обычно задана. Иногда требуется получить максимальную мощность от данного НЭ. В формуле – амплитуды используемой гармоники тока коллектора и напряжения на нем.

Коэффициент полезного действия ГВВ характеризует эффективность преобразования мощности, показывает, какая часть мощности превращается в и равен

Мощность, рассеиваемая на коллекторе в виде тепла, − это остаток , не преобразованный в :

Последнее выражение получается, если подставить . Из него видно, что чем выше КПД, тем меньше и "легче" тепловой режим БТ. Допустимое значение является параметром НЭ. Соблюдение условия обязательно. Его нарушение приводит к перегреву и выходу из строя НЭ.

Избирательная согласующая иепь − ПРК − обеспечивает фильтрацию используемой гармоники и согласование сопротивлений БТ и нагрузки. Согласование достигается подбором коэффициентов включения (трансформацией напряжения ). С учетом КПД контура мощность в нагрузке

Цепь постоянного тока замыкается от через , , БТ на . Его источником является ИП, а значение определяется режимом БТ:

Цепь переменных токов замыкается между коллектором и эмиттером БТ через ПРК и . Их совокупность − сумма всех гармоник – равна , где - импульсный ток коллектора, а форма – это график тока , «опущенный» ниже оси времени на значение

Источником токов является БТ, а их амплитуды определяются соотношением (10.7).

Развязывающий фильтр служит для разделения цепей. Дроссель в цепи ИП не оказывает заметного сопротивления току , а для токов его сопротивление в десятки раз больше, чем . Поэтому в цепь ИП токи практически не проникают.

Входная цепь ГВВ. Эта цепь состоит из возбудителя, источника напряжения смещения и перехода база−эмиттер транзистора.

Возбудитель − выходная цепь предыдущего каскада − обеспечивает гармоническое напряжение частоты , управляющее колебаниями ГВВ. Мощность возбуждения (мощность в нагрузке возбудителя) равна

Источник напряжения смещения определяет положение ТИР на ВАХ транзистора. В случае БТ, у которого ВАХ имеет правое расположение и напряжение отсечки , нулевому смещению соответствует однополупериодный режим , прямому − режимы и , обратному − режим . В схеме рис. 10.5, а смещение обратное, поэтому в исходном режиме (при ) БТ закрыт.

Входной переход БТ (база−эмиттер) управляет токами . В нелинейном режиме БТ открыта часть периода, в течение которой (см. графики на рис. 10.5, а). По отношению к в режимах вход БТ работает как однополупериодный выпрямитель. Импульсы токов одинаковы по форме и длительности, но меньше в (коэффициент передачи тока) раз: Поэтому составляющие тока базы или .

Цепь постоянной составляющей замыкается через источник . Если , то его полярность встречна по отношению к току , он является нагрузкой выпрямителя и на его сопротивлении расходуется мощность

Остаток мощности рассеивается на переходе

При прямом смещении переход открыт и

Ц епь переменных составляющих замыкается через . Источником первой гармоники является возбудитель, а остальных − переход. Фильтр аналогичен

Коэффициент усиления мощности ГВВ

Этот показатель желательно увеличить. Он имеет смысл, когда . Для ГВВ на БТ это условие всегда выполняется. При использовании НЭ с левыми ВАХ возможен так называемый буферный режим, когда .

Процесс усиления. В исходном режиме БТ закрыт, так как , а . В рабочем режиме БТ открывается положительными полуволнами напряжения и возникают косинусоидаль-ные импульсы токов . Поскольку ПРК настроен на частоту первой гармоники , он оказывает ей максимальное и активное сопротивление . Поэтому напряжение на контуре с амплитудой создает практически только первая гармоника, и оно имеет неискаженную гармоническую форму. Следовательно, искажение импульсного тока устраняется методом фильтрации первой гармоники при помощи ПРК (см. рис, 10.5, а).

При настроенном ПРК напряжение противофазно по отношению к . Действительно, в момент , когда действует и ток все гармоники имеют положительные амплитуды и, складываясь с , образуют . Поэтому первая гармоника имеет значение и направлена через ПРК снизу вверх (как и создавая на напряжение – "минусом" обращенное к коллектору и вычитаемое из . Следовательно, когда на базе действует , на коллекторе действует противофазное ему . Как увидим, именно в этой противофазности заложена причина преобразования мощности в

Энергетические показатели. Выясним зависимости энергетических показателей выходной цепи усилителя мощности (УМ) от ее режима.

Выходная мощность где − коэффициент использования напряжения источника питания. При выбранных для данного БТ значениях и . Как видно из графиков А. И. Берга (рис. 10.5, б), соответствует углу .

Коэффициент полезного действия . Поскольку . При колебаниях I рода (линейный режим класса ) и . В этом недостаток линейного режима. Менее половины мощности преобразуется в , а остальная − в тепло.

При колебаниях II рода (нелинейный режим) . По мере уменьшения отношение растет от 1 до 2 и КПД повышается. Так, в режиме класса , а КПД . Теперь только мощности превращается в тепло, а "идет в дело".

Сравнение режимов проведем для двух условий:

1) задана выходная мощность . По мере уменьшения растет и уменьшаются и . Режим становится более экономичным и понижается температура БТ;

2) задана мощность рассеивания . В этом случае . Чем меньше и выше , тем большую мощность можно получить от усилителя в безопасном тепловом режиме. Расчет даст следующие максимальные значения для углов отсечки 180, 90 и 60° соответственно: и ;

Результаты сравнения для режимов в виде диаграмм показаны на рис. 10.5, б.

Стремление реализовать эти возможности, особенно в бортовых транзисторных РПДУ, вполне обоснованно, так как единичная мощность генераторных транзисторов невелика − десятки ватт. Однако на этом пути существуют ограничения. Во-первых, при уменьшении уменьшаются и . Для сохранения, а тем более увеличения надо увеличивать высоту импульса . Это возможно до тех пор, пока постоянная составляющая не достигнет предельного для данного НЭ значения. Во-вторых, для уменьшения и одновременного увеличения требуется резко увеличить . Но это может привести к пробою входного перехода, если превысит допустимое значение, которое для БТ не превышает 2...5 В. Это напряжение для полевого транзистора составляет 10...30 В, а для ламп еще выше.

Умножение частоты. Умножение частоты (УЧ) отличается от усиления мощности только тем, что контур в схеме ГВВ на рис. 10.5, а настроен в резонанс на одну из высших гармоник . Она и выделяет на контуре максимальное напряжение. Графики на рис. 10.5, а соответствуют удвоению частоты . Как видно из графиков А. И. Берга на рис. 10.5, б, максимальным значениям и мощности соответствуют оптимальные значения угла отсечки

Поскольку вершины графиков лежат на одной прямой, а значит, и . Поэтому и КПД снижается до .

В схемах УЧ на БТ используют , так как при и при допустимых значениях трудно обеспечить малые углы и достаточную мощность.

У меньшение мощности и КПД УЧ по сравнению с УМ объясняются тем, что импульсы тока питают контур не каждый период, а через период при удвоении, через два − при утроении частоты и т. д.

Преобразование энергии в ГВВ. Можно ли добиться дальнейшего повышения эффективности режима ГВВ? Для ответа на этот вопрос рассмотрим подробнее процессы преобразования энергии. Электрическая энергия ИП затрачивается на разгон электронов в НЭ, т. е. превращается в их кинетическую энергию. Обратное превращение части кинетической энергии в энергию электромагнитных колебаний (ЭМК) в контуре происходит, когда электроны теряют часть скорости, попадая в тормозящее электрическое поле, создаваемое отрицательной полуволной напряжения . Энергия, потерянная при торможении, передается тормозящему полю, т. е. идет на увеличение амплитуды ЭМК, а в установившемся режиме − на компенсацию потерь. При положительной полуволне поле становится ускоряющим и происходит обратное превращение энергии. Энергетический баланс будет положительным, если в тормозящем поле окажется больше электронов, чем в ускоряющем. Теперь становится понятной роль противофазности между и . Благодаря ей максимальному току соответствует амплитуда тормозящего напряжения .

Понятно становится и преимущество нелинейного режима. В этом режиме импульс тока совпадает с тормозящим полем (см. графики рис. 10.5, а), а в ускоряющем поле при положительной полуволне электронов нет, так как благодаря отсечке транзистор закрыт и обратного перехода энергии не происходит.

Далее, если уменьшать и увеличивать , то возрастает число электронов, сконцентрированных в наиболее сильном тормозящем поле − вблизи – . Эффективность взаимодействия повысится, возрастут.

Понятие о ключевом режиме. Теперь, когда закономерность выяснена, можно сделать следующий шаг. Подумаем, какую форму должны иметь импульсы тока и напряжения для того, чтобы наиболее эффективное взаимодействие продолжалось весь отрицательный полупериод, а обратного взаимодействия не было? Да, конечно, это должны быть прямоугольные колебания типа "меандр". Такой режим работы называется ключевым (режим К на рис. 10.5, б). Это название связано с работой НЭ, выполняющего функцию ключа с очень малым сопротивлением, который замкнут в течение отрицательного полупериода е_к и разомкнут в течение положительного.

Выясним вначале, каковы показатели усилителя в этом режиме, а затем, как его можно осуществить.

Показатели ключевого режима (КР) рассмотрим для идеального случая, когда ток и напряжение изменяются от нуля до максимальных значений, в изменение происходит мгновенно. В этих условиях . Действителыю, при коллектор не нагревается. Следовательно, вся потребляемая мощность преобразуется в колебательную мощность всех гармоникспектра электронный КПД ! Это разумеется, не означает, что вся мощность преобразуется в полезную, так как используются не гармоники. Сопоставим КР с гармоническим режимом класса по достижимой мощности первой гармоники.

Будем считать заданными предельные для транзистора значения , а значит, и . В любом режиме Для режима . Для режима в была получена формула амплитуд нечетных гармоник . Для , принимая (рис. 10.5, в), получаем . Окончательно . Если принять для КР , учитывая, что реально , и сопоставить эти режимы при заданной мощности то, подставив в формулу значения КПД , получим отношение .

Итак, ключевой режим усиления вдвое эффективнее режима по колебательной мощности. Потому он находит широкое применение в транзисторных РПДУ и, в частности, в бортовых.

Теперь займемся реализацией режима. Попытаемся это сделать в схеме резонансного УМРЧ (рис. 10.5, а). Увеличивая амплитуду будем измерять амплитуду , которая, начиная с некоторого порогового значения, будет оставаться постоянной.

Ограничение снизу достигается за счет отсечки, а сверху − за счет насыщения. При насыщении, когда , а , ток не растет при увеличении так как ослабевает ускоряющее поле, создаваемое напряжением , по сравнению с полем и происходит перераспределение носителей заряда в пользу тока базы.

В этом режиме можно получить импульсы тока , по форме близкие к прямоугольным, но напряжение останется гармоническим, так как ПРК выделяет только первую гармонику. Режим широко применяется, в частности, в амплитудных ограничителях ЧМС для устранения сопутствующей AM.

Ключевой режим возможен в АО с апериодической нагрузкой, на которой выделяется напряжение всех гармоник спектра, и поэтому меандр воспроизводится без искажений. При использовании КР в выходном каскаде РПДУ возникает проблема фильтрации первой гармоники, которая поступает в антенну, и поглощения энергии высших гармоник. Это достигается в схеме рис. 10.5, в за счет применения ФНЧ и ФВЧ. Через ФНЧ первая гармоника поступает в нагрузку , например в антенный фидер. Через ФВЧ высшие гармоники поступают на резистор , поглощающий их энергию. Отсутствие в спектре четных гармоник способствует улучшению фильтрации.

Двухтактная схема. Нелинейное усиление, улучшая энергетические показатели, вносит искажения, которые в ГВВ устраняются за счет частотной фильтрации. А что происходит в усилителе мощности звуковых частот (УМЗЧ) или другом широкополосном усилителе? Использовать узкополосный фильтр нельзя, так как возникнут сильные частотные искажения. При использовании в качестве широкополосной СЦ трансформатора через него проходят гармоники, т. е. сохраняются нелинейные искажения (рис. 10.6, а) и возникает проблема их устранения.

Разработку схемы начнем с построения графика импульсного тока УМЗЧ для режима Л В (импульсы положительной полярности на рис. 10.6, б). Поставим вопрос так: если применить еще один такой же усилитель, то как надо расположить график его импульсного тока по отношению к исходному, чтобы искажения взаимно скомпенсиров ались? Как видно из рис. 10.6, б, для этого надо, чтобы импульсы были направлены встречно и возникали поочередно. При выполнении этих условий разность токов равна , т. е. возникает неискаженное гармоническое колебание. В данном случае устранение нелинейных искажений достигнуто за счет их взаимной компенсации.

Сформулируем требования к схеме УМЗЧ, удовлетворяющей этим условиям: 1) она должна состоять из двух идентичных плеч; 2) их выходные токи должны быть встречны, а выходное напряжение пропорционально их разности; 3) они должны работать поочередно, для чего их надо возбуждать противофазно. На рис. 10.6, б показаны сопряженные с графиками токов ВАХ двух БТ, удовлетворяющие этим требованиям, и ВАХ схемы (тока ) которая, как и следовало ожидать, линейна. Располагая этими ВАХ, нетрудно построить двухтактную схему УМЗЧ, которой они соответствуют. Она состоит из двух симметричных плеч, встречно включенных по отношению к нагрузке и возбудителю и параллельно по отношению к источникам питания и смещения.

Основные свойства двухтактного УМЗЧ положительны. При использовании режимов класса и ВАХ схемы линейна, и при условии симметрии она не вносит нелинейных искажений, обеспечивая присущее нелинейному режиму повышение энергетических показателей, а также удвоение выходной мощности за счет сложения мощностей плеч в нагрузке.

По отношению к источникам и схема является балансной. Любые изменения этих напряжений вызывают однонаправленные изменения токов , на которые симметричная схема не реагирует, так как . Поэтому снижаются фон, вызванный пульсациями этих напряжений, и требования к фильтрам выпрямителей. Благодаря встречному направлению токов через первичные обмотки трансформаторов отсутствует постоянное подмагничивание магнитопроводов и искажения, связанные с их насыщением, которое не наступает даже при уменьшенном их сечении.

Недостатки схемы малосущественны по сравнению с ее достоинствами. Это, во-первых, жесткие требования к симметрии плеч, во-вторых, невозможность применения наиболее экономичного режима класса , так как в этом режиме ВАХ, оставаясь нечетной, становится нелинейной (возникает перегиб в области ТИР) и появляются искажения нечетными гармониками.

Схемы совместного использования активных НЭ. Эти схемы позволяют увеличивать выходную мощность. В связи с малой единичной мощностью транзисторов такие схемы широко используются, в частности, в бортовых РПДУ. На рис. 10.6. в показаны три разновидности упрощенных схем ГВВ, работающих в режиме : параллельная, двухполупериодная и двухтактная, их характеристики, временные и спектральные диаграммы.

Параллельная схема позволяет увеличивать мощность за счет сложения токов в нагрузке. По свойствам она не отличается от исходной. В результате сложения емкостей транзисторов возрастает начальная емкость контура. Это может затруднить его настройку на высокие радиочастоты.

Двухполупериодная схема отличается от параллельной противофазным возбуждением и в связи с этим четной характеристикой. Поэтому она может быть использована для умножения частоты в четное число раз.

Двухтактная схема УМРЧ используется в достаточно мощных РПДУ, обеспечивая улучшение фильтрации четных гармоник. В УЧ ее можно использовать для умножения в нечетное число раз.

Понятие о варакторных УЧ. В РПДУ УВЧ и СВЧ оказываются малоэффективными ГВВ на транзисторах. Для повышения рабочей частоты в них используется пассивный НЭ − варактор, представляющий собой емкостный диоде с нелинейной вольт-фарадной характеристикой. Он используется как элемент связи между контурами (рис. 10.6, г), настроенными соответственно на частоты и . При достаточно большой амплитуде ток , варактора имеет форму коротких остроконечных импульсов, в спектре которых содержатся высшие гармоники с достаточно равномерными амплитудами. Одна из них выделяется вторичным контуром. Уменьшение мощности при умножении частоты происходит в пределах от до раз. Поэтому в низкочастотной части РПДУ (до умножителей) должен быть создан достаточный запас мощности. Варакторные умножители в РПДУ доплеровской РЛС обеспечивают повышение частоты более чем до 8 ГГц.

ВЫВОДЫ

Нелинейными называют РТЦ, содержащие элементы с нелинейными ВАХ, а параметрическими − РТЦ, параметры которых непостоянны во времени. В таких РТЦ возможны качественные преобразования сигналов, при которых изменяется их математическая модель и структура частотного спектра.

Все полупроводниковые, электровакуумные, ионные и ферромагнитные элементы являются нелинейными. К нелинейным относятся процессы выпрямления, детектирования, нелинейного усиления, умножения и деления частоты, модуляции и преобразования частоты, генерирования.

Для НЭ характерны исходный, линейный и нелинейный режимы. Исходный режим определяется положением точки исходного режима на ВАХ. Сопротивление НЭ постоянному току зависит от положения ТИР. Линейный режим возникает при воздействии на НЭ сигналов с малыми амплитудами, для которых рабочий участок ВАХ можно считать линейным. В этом режиме НЭ характеризуется так называемыми дифференциальными параметрами − крутизной характеристики и внутренним сопротивлением которые для НЭ данного типа в рекомендованном исходном режиме постоянны и приводятся в справочниках.

В нелинейном режиме напряжение сигнала охватывает значительную часть ВАХ или выходит за ее пределы. Он характерен искажением формы сигнала и появлением в спектре отклика составляющих, отсутствующих в спектре воздействия. Параметры этого режима зависят не только от формы ВАХ и положения на ней ТИР, но и от амплитуды воздействия.

Графический метод нагрузочной прямой позволяет определить положение ТИР при автосмещении, определить коэффициент ее температурной нестабильности, коэффициент стабилизации напряжения стабилитроном и решить ряд других задач, связанных с определением ТИР.

Нелинейное преобразование гармонического колебания состоит из двух стадий: искажения колебания (тока) в нелинейном режиме и выделения из спектра искаженного периодического колебания используемой составляющей при помощи фильтра. Результатами преобразования могут быть выпрямление, детектирование, нелинейное усиление и умножение частоты.

Гармонический анализ позволяет определить взначение постоянной составляющей и амплитуд гармоник тока НЭ. Для этого надо: аппроксимировать нелинейную ВАХ уравнением близкой к ней функции, подставить в него модель гармонического сигнала, преобразовать полученное выражение в ряд Фурье. Коэффициенты ряда и есть искомые составляющие.

При аппроксимации ВАХ степенным многочленом в состав спектра тока входят гармоники, номера которых не превышают показатель степени, четным показателям соответствуют постоянная составляющая и четные гармоники, а нечетным − нечетные.

При кусочно-линейной аппроксимации амплитуды гармоник Коэффициенты разложения зависят от угла отсечки (фазового угла, соответствующего половине длительности импульса) и определяются по таблицам или графикам функций А. И. Берга.

При выпрямлении полезным продуктом нелинейного преобразования является постоянная составляющая, выделяемая сглаживающим фильтром. Применение двух-иолупериодной схемы позволяет удвоить выпрямленный ток и уменьшить его пульсации.

При амплитудном детектировании АМС преобразуется в УС, форма которого повторяет огибающую АМС. Для выделения УС из выпрямленного АМС и сглаживания пульсаций радиочастоты параметры узла нагрузки должны удовлетворять условию . Для неискаженного − линейного − детектирования требуется АМС с амплитудой порядка единицы вольт, что обеспечивается при значительном (порядка ) усиления ТРЧ.

При частотном детектировании ЧМС, предварительно ограниченный по амплитуде для устранения сопутствующей AM, преобразуется в АЧМС при помощи частотного или фазового дискриминатора, а затем − в УС путем амплитудного детектирования. Формирование АЧМС сопровождается искажениями огибающей, для устранения которых используют симметричные схемы дискриминаторов в сочетании с балансным детектором. Его выходное напряжение линейно зависит от разности напряжений на выходах его плеч и не содержит высших гармоник.

При нелинейном усилении используется первая, а при умножении частоты − одна из высших гармоник. Любой из этих результатов можно получить в резонансной схеме ГВВ путем соответствующей настройки ПИК.

По сравнению с линейным режимом класса в нелинейном режиме класса удается повысить предельное значение КПД от Этот выигрыш можно использовать для повышения либо экономичности режима (уменьшения и при сохранении заданной мощности ), либо его эффективности (увеличения более чем в 3 раза при сохранении допустимой мощности )- Возможности дальнейшего повышения КПД за счет уменьшения в ГВВ на БТ ограничены в связи с опасностью пробоя входного перехода.

При умножении частоты максимальной мощности высших гармоник соответствует оптимальный угол отсечки , при котором КПД УЧ составляет , а мощность меньше, чем у усилителя, приблизительно в п раз. При п > 3, а также в диапазонах ДМВ и СМВ УЧ на транзисторах неэффективны. Вместо них применяются УЧ, в которых используется нелинейная вольт-фарадная характеристика емкостного диода − варактора. Эти УЧ ослабляют мощность сигнала и требуют создания предварительного запаса мощности.

Переход от гармонического к ключевому режиму, в котором импульсы тока и напряжения имеют прямоугольную форму, обеспечивает наиболее эффективное преобразован энергии почти без выделения тепла. Это дает приблизительно вдвое большую мощность на выходе усилителя. Для разделения гармоник между нагрузкой и поглотителем используют ФНЧ и ФВЧ.

Двухтактная схема позволяет использовать достоинства нелинейного режима в УМЗЧ. Это достигается путем взаимной компенсации искажений, возникающих за счет нелинейности ВАХ плеч. Симметричная схема сбалансирована относительно источников питания, и пульсации их напряжений не вызывают фона на выходе. Нейтрализуется подмагничивание магнитопроводов трансформаторов постоянным током.

Совместное использование двух активных элементов позволяет удвоить выходную мощность. В зависимости от схемы достигается удвоение всего спектра в параллельной схеме, четных гармоник − в двухполупериодной и нечетных − в двухтактной схеме.

Г л а в а 11. НЕЛИНЕЙНОЕ И ПАРАМЕТРИЧЕСКОЕ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ БИГАРМОНИЧЕСКОГО СИГНАЛА