5.6. Вибіркові каскади підсилення

Вибіркові підсилювачі призначені для підсилення електричних сигналів у вузькій смузі частот, за межами якої підсилення набага­то слабкіше або взагалі відсутнє. є дві різновидності вибіркових підсилювачів. У перших вузька смуга пропускання забезпечується використанням паралельного LС контура, що має частотно–­вибіркові властивості, як навантаження вихідного кола підсилюва­ча. Оскільки контур має резонансні властивості, такі підсилювачі називають резо­нансними. Вибіркові підсилювачі другої різновидності використовують кола частотно залежного зворотного зв'язку, що підкреслюють або заглушають сигнал и у вузькому діапазоні частот. Це, власне, зумовлює квазірезонансний характер частотної характеристики підсилювача.

Рис. 5.16

Так і підсилювачі називають підсилювачами з частотно–залежним зворо­тним зв'язком. Ці підсилювачі з відповідним вмиканням кола частотно­–залежного скоротного зв'язку можна використати як активні фільтри.

Резонансні підсилювачі. Промисловість випускає мікросхеми, спе­ціально призначені для резонансних високочастотних підсилювачів. Основою таких мікросхем є диференційний підсилювач (235УР3), каска­дний підсилювач ЗЕ – ЗБ або диференційний підсилювач в сполученні з каскадними схемами (235УВ1) і ін.

На рис. 5.16, а показана принципова схема високочастотного резонансного підсилювача на основі мікросхеми К224УС6, в якій сполучені диференційний та каскадний підсилювачі ЗЕ – ЗБ. Кас­кадну пару в диференційному підсилювачі створюють транзистори VТ1 та VТ2. Зовнішні виводи 7 та 3 звичайно з'єднують, що дозволяє "заземлювати" базу транзистора VТ1 через конденсатор С5 за змінним струмом. Оскільки ємності конденсаторів мікросхеми звичайно невеликі, то при використанні підсилювача для роботи на низьких частотах (діапазон робочих частот для К224УС6 становить 30 ... 60 мГц) "заземлювати" базу можна, з'єднуючи вивід 8 через додатковий конденсатор великої ємності С2 з корпусом (вивід ЗУ. З цією ж метою підсилювальний сигнал можна подавати на вхід каскаду із ЗЕ (транзистор VТ2) не через інтегральний конденсатор С6, а через навісний конденсатор великої ємності Сl (вивід 2). Ланцюжок Rl, С4 (для більш ни­зьких частот також С3) є фільтром колекторного живлення. Резисторний по­дільник R2, R3, R4 визначає положення робочої точки транзисторів VТ1, VТ2. Транзистор VТЗ використовується для автоматичного регулювання підсилення. Змінюючи струм, що протікає через транзистор VТЗ, з допомо­гою зовнішньої напруги U_рег можна стабілізувати струм транзистора VТ2.

Індуктивність L коливального контура в колі колектора транзистора ємності створюється пер винною обмоткою трансформатора зв'язку із зовнішнім навантаженням R_н. Зв'язок із зовнішнім навантаженням можна здійснити також через роздільний конденсатор С_р, що під'єднується до виводу 9 мікросхеми (показано штриховою лінією).

Характеристичний опір ρ, добротність Q та кругова частота ω ко­ливального контура (рис. 5.16, б) зв'язані з первинними параметрами L, R, С співвідношеннями

Q = ρ/R; (5.51)

Повна провідність контура

1/Z_к =1/(R+ jωL) + jωС. (5.52)

Розв'язуючи спільно рівняння (5.51) та (5.52) і враховуючи, що, як прави­ло, ω₀L = 1/ ω₀С >> R, одержимо

1/Z_к = 1/ρQ + (j/ρ)(ω/ω₀ – ω₀/ω). (5.53)

Якщо частота ω підсилювального сигналу не дуже відрізняється від резонансної частоти ω₀ коливального контура, то

(5.54)

де Δω = ω – ω₀.

В цьому випадку рівняння (5.53) Має вигляд

1/Z_к = 1/ρQ + (j/ρ)(2Δω/ω₀). (5.55)

Опір контура поблизу резонансу

Z_к = ρQ/[1 + jQ(2Δω/ω₀)] (5.56)

та його модуль

(5.57)

Як правило, вираз (5.57) приводять до вигляду

(5.58)

де R_к0 = ρQ – опір коливального контура на резонансній частоті ω₀ (2Δω = 0), що має в цьому випадку максимальне значення та активний характер. При Δω ≠ 0 опір контура зменшується, що видно з його вольтамперної характеристики (рис. 5.16, в), яка побудована у відповідності з виразом (5.58) для необмежених значень 2Δω. Резонанс на крива колива­льного контура, що відображає залежність змін напруги на контурі U_к (вихідної напруги підсилювача) від частоти, має ідентичний характер. Отже, коефіцієнт підсилення резонансного підсилювача максимальний, коли частота ш підсилювального сигналу збігається з резонансною час­тотою коливального контура зменшуючись на інших частотах.

Резонансний підсилювач характеризується вибірковістю згідно з формулою (5.58)

(5.59)

Це величина перевищення підсилення на резонансній частоті порівня­но з підсиленням на деякій частоті завади (звичайно на крайніх частотах смуги пропускання 2Δω. Підвищення вибірковості при заданій частоті, як це видно з рівняння (5.59), зв'язане зі збільшенням добротності кон­тура.

Підсилювачі з частотно–залежним зворотним зв'язком. Застосу­вання резонанс них підсилювачів для підсилення сигналів низьких час­тот (десятки – сотні герц) недоцільне, оскільки зі збільшенням номіналів індуктивностей та ємностей погіршуються не лише технічні (добротність, вибірковість), але й експлуатаційні (маса, габаритні розміри) їх показники. В цьому випадку застосовують вибіркові підсилювачі з частотно–залежним зворотним зв'язком. На рис. 5.17, а зображена схема вибіркового підсилю­вача на операційному підсилювачі 140УДА1А з ланцюжком частотно­–залежного зворотного зв'язку у вигляді подвійного Т– подібного мосту, що застосовується найбільш часто.

Коефіцієнт передачі 2Т– мосту

(5.60)

де Z₁ = 1/jωС₁; Z₂ = 1/jωС₂; Z₃ = 1/jωС₃, Прирівнюючи дій­сну та уявну частини чисельника в рівнянні (5.60) до нуля, відповідно маємо

R₁R₂ = (1/ωС₃)(1/ωС₁ + 1/ωС₂); (5.61)

R₃(R₁ +R₂) = 1/ω²С₁С₂. (5.62)

Після ділення рівняння (5.61) на (5.62)

R₁R₂ /[R₃(R₁ +R₂)]=(С₁ +С₂)/С₃ =1/а² (5.63)

одержимо умову найбільшої вибірковості 2Т–мосту, коли дорівнює нулю коефіцієнт передачі β_U = β_U0 = 0, тобто а = 1. При цьому R3 = R₁R₂ /(R₁ + R₂) і С₃ = С₁ + С₂. Оскільки за балансу мосту β_U0 = 0, то квазірезонансна частота ω₀, що відповідає цій умові, визначається виразом

(5.64)

якщо R₁ = R₂ = 2R₃ та С₁ = С₂ = 0,5С₃, то

ω₀ = 1/R₁С₁ = 1/R₃С₃ = 1/R₂С₂. (5.65)

Рис. 5.17

Амплітудно–частотна характеристика 2Т–мосту показана на рис. 5.17, б (кри­ва 1). Оскільки ОП на інвертуючому вході зсуває фазу вхідного сигналу на 180 ел. град., а фазовий зсув, що вносить 2T–міст на квазірезонансній частоті ω₀ (ви­раз 5.64) дорівнює нулю, то загальний фазовий зсув по замкненій петлі підси­лювач – 2Т–міст дорівнює 180 ел. град. При цьому на частоті ω₀ негативний зворотний зв'язок відсутній.

З теорії зворотного зв'язку відомо, що коефіцієнт підсилення підсилювача, охопленого негативним зворотним зв'язком,

(5.66)

де К_пU – коефіцієнт підсилення підсилювача без зворотного зв'язку.

Тому за відсутністю негативного зворотного зв'язку (β_U = 0) коефіцієнт підсилення підсилювача на квазірезонансній частоті у відпо­відності з виразом (5.66) максимальний: K_пUзз = К_пU0. Збільшення розстройки призводить до збільшення модуля β, що наближається на деяких частотах ω_н та ω_в до значення, рівного одиниці. Це, в свою чергу, викликає зменшення модуля K_пUзз (крива 2 на рис. 5.17, б).

При β_U = 1 К_пUβ_U = 1 і рівняння (5.66) приймає вигляд K_пUзз = 1.

Коефіцієнт передачі 2Т–мосту зв'язаний з умовною смугою пропус­кання підсилювача ω₀ ± Δω, що визначається на рівні К_пU0 ,

(5.67)

Тоді модуль коефіцієнта підсилення. підсилювача з врахуванням рі­внянь (5.66) і (5.67)

(5.68)

звідки смуга пропускання вибіркового підсилювача

2Δω = (2ω₀ / К_пU0)[(b + 1)/b]. (5.69)

Вибірковість підсилювача з частотно – залежним зворотним зв'язком

(5.70)

Тому можна зробити висновок, що підсилювач з частотно–залежним зворотним зв'язком характеризується еквівалентною добротністю

Q_екв = К_пU0 b [2(b+1)] = К_пU0 Q_RC , (5.71)

де Q_RC – добротність 2Т–мосту.

У зв'язку з тим, що на практиці звичайно застосовують симетричні мо­сти, тобто R₁ = R₂ = R; С₁ = С₂ = С, тому добротність мосту при цьому максимальна: Q_RС = b[2(b+1)] = 0,25. Допоміжний ланцюжок С₄R₄ (див. рис. 5.17, а) призначений для корекції частотної характеристики під­силювача і забезпечення його стійкої роботи.