Д.2.5 Автономні інвертори струму

Автономні інвертори струму (АІС) є пристроями, які на виході формують струм і_вих прямокутної форми, а фаза та форма напруги U_вих залежать від характеру навантаження. АІС можуть працювати тільки при загальному активно-ємнісному характері навантаження, тобто при випереджаючому струмі. Якщо конкретне навантаження носить активний чи активно-індуктивний харатер, то до нього паралельно під’єднується конденсатор С_к, ємність якого забезпечує комутацію вентилів і, крім того, компенсує реактивну (індуктивну) енергію навантаження. Як вентилі в АІС використовуються одноопераційні тиристори. Для забезпечення прямокутної форми вихідного струму (в сумарному навантаженні – R_нІІС або R-LІІС) інвертор струму повинен живитися від джерела постійного струму, внутрішній опір якого прямує до безмежності. Для забезпечення цієї умови між джерелом живлення та АІС вмикається велика індуктивність (L_d). При такій індуктивності струм І_d, який споживається від джерела живлення U_d , залишається практично сталим, тобто створюється аперіодичний режим роботи АІС, а струми через вентилі та навантаження будуть прямокутними. Крім того, L_d захищає джерело живлення від змінної складової напруги і перешкоджає розрядові комутуючої ємності С_к через джерело живлення. Конденсатор С_к виконує ще роль фільтра вищих гармонік струму і_вих.

Схеми вмикання силових кіл АІС такі ж самі як і АІН. Найбільш поширеними є однофазні та трифазні мостові схеми. Конденсатори по відношенню до навантаження можуть вмикатися паралельно, послідовно та послідовно-паралельно. На рис. Д.2.14,а зображена однофазна мостова схема АІС з паралельно ввімкнутою комутуючою ємністю С_к, а на рис. Д.2.14,б – часові діаграми для неї.

а)

б)

Рис. Д.2.14

Комутуючий міст складається з тиристорів VS1-VS4, які попарно (VS1-VS4 та VS2-VS3) по черзі вмикаються з інтервалом  для вихідної частоти. Якщо, наприклад, відкриті тиристори VS1 та VS4, то конденсатор С_к заряджається до полярності, вказаної без дужок. Після відкривання тиристорів VS2 та VS3 до попередньої пари тиристорів приклаадється напруга конденсатора, яка є зворотною для них, що призводить до майже миттєвого їх закривання, після чого конденсатор перезаряджається до напруги з протилежним знаком, що є підготовкою до наступної комутації VS2 та VS3.

Як видно з діаграм, вихідний струм є прямокутним і_вих=і_н+і_с=І_d=const, а вихідна напруга складається з експонент і хоча, в принципі, є несинусоїдальною, але близькою до неї. АІС забезпечує випередження струму на кут  і тим самим створює такий режим, коли на протязі часу t_в до тиристора прикладається зворотна напруга, яка сприяє відновленню запираючих властивостей тиристора, що закрився.

АІС може працювати нормально, якщо струм навантаження і_н змінюється в певних межах. Так при зростанні цього струму час t_в зменшується (крива на рис. Д.2.14,б U_c=U_н=U_вих=f(t) прямує до прямокутної) і в результаті умови відновлення запираючих властивостей тиристорів погіршуються або цей процес зривається і наступає прорив інвертора. При зменшенні струму наванатження і_н форма напруги U_c прямує до трикутної, причому максимальне значення прямої та зворотної напруг на тиристорах і конденсаторі може досягнути напруги пробою тиристорів, що виведе з ладу АІС. Робота АІС в режимі холостого ходу неможлива, тому що при цьому за рахунок перезарядів конденсатора та постійного обміну енергії між дроселем L_d та конденсатором С_к, на останньому в зв´язку з малими втратами енергії на комутуючих елементах напруга поступово зростає і досягає напруги пробою тиристорів.

При прямокутній формі інвертованого струму амплітуда та діюче значення першої гармоніки вихідного струму визначаються з виразів:

І_m(1) = I_d ; І₍₁₎ = I_d,

де I_d – струм, що споживається від джерела живлення, а діюче значення основної гармоніки напруги на навантажені без вихідного трансформатора складає:

U_н = , (Д.2.3)

де  - кут зсуву між першими гармоніками вихідного струму та напруги на навантаженні; К_u – коефіцієнт схеми інвертора (для однофазних схем він рівний 0,9; для трифазної нульової та трифазної мостової – відповідно 1,17 та 2,34).

Кут  залежить від характеру та величини навантаження і визначається з виразу:

tg = , (Д.2.4)

де І_н, І_с – струми через навантаження та конденсатор; В – коефіцієнт навантаження; _н=arctg ‑ кут зсуву між напругою та струмом у навантаженні Z_н.

Коефіцієнт навантаження визначається як:

В = , (Д.2.5)

де  ‑ кутова частота вихідної напруги; Z_н, R_н – відповідно повний та активний опори навантаження; Х_с – ємнісний опір конденсатра С_к; S_н, Q_c – повна потужність в навантаженні та конденсаторі; К_тр= w₁/w₂ – коефіцієнт трансформації трансформатора, якщо він вмикається між навантаженням та виходом АІС (w₁ i w₂ – числа витків обмоток, що під’єднуються відповідно до АІН та навантаження).

З виразів (Д.2.3), (Д.2.4) та (Д.2.5) отримується вираз для зовнішньої характеристики АІС (у відносних одиницях з врахуванням К_тр)

Рис. Д.2.15

. (Д.2.6)

Зовнішні характеристики АІС при різних сталих значеннях cos_н показані на рис. Д.2.15. Як видно з рисунка, при значеннях коефіцієнта В<1 зовнішня хараткеристика дуже м’яка (стрімко задирається догори), що є суттєвим недоліком АІС.

Режим, коли U_н=1, для інвертора неможливий, бо тоді час дії зворотної напруги на тиристор рівний нулю.Тому існує мінімально допустиме значення кута _min = 360f_вихt_в.min, яке визначається частотою f_вих та часом відновлення запираючих властивостей тиристора t_в.min. Тому на характеристиці нанесена обмежувальна лінія, що відповідає куту _min і яка встановлює межу збільшення навантаження при заданій частоті f₂.

Як бачимо, при зменшенні cos_н характеристики зсуваються в бік осі ординат. Це пояснюється тим, що індуктивність навантаження частково компенсує реактивність комутуючого конденсатора, в результаті чого зменшуються кут  та вихідна напруга при тих же самих значеннях струму навантаження. Тому при зменшенні cos_н без одночасного збільшення ємності С_к може відбутися зрив інвертування, тому що при цьому зменшується час запирання t_в.

Щоб забезпечити загальний ємнісний характер навантаження АІС, ємність комутуючого конденсатора вибирається з умови, що реактивна енергія, яка накопичується в ньому, складає

Q_c=U_нІ_н(tgcos_н+sin_н)=U_нІ_c,

де tg ‑ параметр конденсатора, що характеризує втрати в ньому.

Для зменшення ємності комутуючого конденсатора в АІС, як і в АІН, також вмикають відсікаючі діоди між кожним тиристором та наванта­женням. Тоді кількість комутуючих конденсаторів подвоюється (в однофазній мостовій схемі їх буде два), а сумарна ємність зменшується. Ці діоди ліквідують розряд С_к через навантаження.

Схема трифазного мостового інвертора струму без та з відсікаючими діодами зображена відповідно на рис. Д.2.16,а та Д.2.16,б, а часові діаграми роботи схеми на рис. Д.2.16, в, г, д.

Тиристори VS1-VS6 виконують роль комутуючих ключів, а конденсатори С_А, С_В та С_С – комутуючих ємностей. Трифазне навантаження Z_A, Z_В, Z_С показане ввімкненим в трикутник (але може бути з’єднане і в зірку). Комутація вентилів є примусовою міжвентильною та паралельною. Струм у навантаженні формується завжди двома ввімкнутими вентилями, які належать до різних фаз та різних груп (катодної та анодної), наприклад, з допомогою тиристорів VS1 та VS4 чи VS1 та VS6, і має прямокутну форму тривалістю по 120^о ел. град. Тиристори, що належать до однієї фази, вмикаються через 180^о вихідної частоти. Фазний змінний струм за амплітудою рівний струму І_d, що споживається від джерела U_d, і, наприклад, для фази А струм і_А створюється при відкриванні VS1 та VS2, як сума струмів через опір Z_A та ємність С_А. Для інших фаз аналогічно. Алгоритм перемикання тиристорів приведений на рис. Д.2.16,в, а форма струмів через еквівалентні опори навантаження зображена на рис. Д.2.16, г.

а)
б)
в) г) д)
Рис. Д.2.16

Лінійна напруга на навантаженні, наприклад, U_АВ складається з ділянок експонент і створюється так: ділянка t₀-t₁ – заряд конденсатора С_А через VS1-VS4; t₁-t₂ – розряд конденсатора С_А на навантаження; t₂-t₃ – перезаряд конденсатора С_А через VS3-VS6 (послідовно ввімкнуті С_АІІZ_A+ С_CІІZ_C );

t₃-t₄ – заряд конденсатора С_А через VS2-VS3 до протилежної напруги; t₄-t₅ – розряд конденсатора С_А на навантаження Z_A; t₅-t₆ –перезаряд конденсатора С_А через VS4-VS5 при послідовному з’єднанні Z_A та Z_С. Напруга при такій формі ближча до синусоїдальної, ніж при прямокутній (див. рис. Д.2.16, д) і в ній відсутні третя та кратні їй гармоніки.

Діючі значення першої гармоніки струму та напруги на навантаженні визначаються з виразів

І₍₁₎ = І_d;

U_н = . (Д.2.7)

Друга форма запису (Д.2.7) є зовнішньою характеристикою АІС, яка виражається аналогічним виразом, як (Д.2.6), тобто у віносних одиницях характеристики трифазної схеми такі ж самі, як на рис. Д.2.9. Суттєвим недоліком АІС є те, що при зміні сруму навантаження різко змінюється вихідна напруга, особливо при коефіцієнті В, меншому від 0,8…1,0. Для її стабілізації при зменшенні струму навантаження можна одночасно зменшувати напругу живлення U_d, якщо АІС живиться від керованого випрямляча. Але слід мати на увазі, що при цьому при збільшенні кута регулювання  останнього будуть погіршуватися умови комутації вентилів АІС та коефіцієнт потужності зі сторони мережі живлення. Тому такий спосіб використовувати доцільно тоді, коли діапазон зміни вхідної напруги інвертора незначний.

Як видно з (Д.2.3) та (Д.2.7) вихідна напруга АІС залежить від cos, тобто від активної та реактивної складових потужності, споживаної від інвертора. Тому за рахунок зміни співвідношення між цими складовими можна стабілізувати напругу. Для цього використовують зворотний випрямляч або тиристорний регулятор реактивної потужності. На рис. Д.2.17 показано вмикання обох цих вузлів (регулятор потужності пунктиром).

З

Рис. Д.2.17

воротний випрямляч ЗВ, як правило, виконується за такою ж схемою, як силова схема автономного інвертора, і може бути керованим або некерованим. Цей випрямляч живиться вихідною напругою інвертора U_н, а його вихід через реактор L_зв під’єднаний до джерела живлення U_d і, якщо він керований, споживає від інвертора активну та реактивну потужності, які повертає назад до джерела живлення. Тоді величина вихідної напруги зворотного випрямляча, якщо він під’єднаний до виходу АІС через трансформатор TV_зв, може бути записана

U_d.зв = U_нcos, (Д.2.8)

де К_u.зв,  ‑ коефіцієнт схеми та кут регулювання ЗВ; К_тр.зв= w_1в/w_2в – коефіцієнт трансормації трансорматора TV_зв.

П

Рис. Д.2.18

₂>₁

ри великому навантаженні напруга U_н мала і, коли буде виконуватися умова U_d>U_d.зв, випрямляч ЗВ буде закритий і на ділянці а-в (рис. Д.2.18) маємо “природну” характеристику інвертора. Коли при зменшенні навантаження починає виконуватися умова U_d.звU_d, випрямляч відкривається і по мірі зменшення навантаження, зростає вхідний струм випрямляча, що майже стабілізує U_н, а значить і кут  (ділянка в-с при куті ₁=const). Коли при роботі ЗВ записати U_d.зв=U_d, то при К_u=К_u.зв отримуємо

cos = К_тр.звcos,

а рівняння зовнішньої характеристики на ділянці стабілізації напруги запишеться як

. (Д.2.9)

З (Д.2.9) видно, що якщо застосувати некерований ЗВ (cos=1), то повинна виконуватися умова К_тр.зв>1, тобто трансформатор TV_зв має бути понижуючим.

Регульована індуктивність складається з дроселя L_к, послідовно з яким ввімкнені зустрічно-паралельно два тиристори VS_к1 та VS_к2. Стабілізація харатктеристик інвертора здійснюється завдяки регулюванню споживаної індуктивністю L_к реактивної потужності за рахунок зміни кута регулювання _к цих тиристорів. При зменшенні навантаження споживана реактивна потужність падає і, щоб компенсувати цей спад, потрібно збільшити струм через допоміжну індуктивність L_к (зменшити кут _к) і цим самим повернути напругу до попереднього значення. Цю функцію може, наприклад, виконувати зворотний зв’язок за напругою АІС. Значення еквівалентної індуктивності L_к.екв у функції від _к визначається з виразу

L_к.екв .

Звідси видно, що при _к= 0, L_к.екв= L_к , а при _к= /2, L_к.екв= .

Індуктивно-тиристорний регулятор (компенсатор) отримав найбільше поширення в трифазних АІС, де вузол компенсації складається з трьох регульованих індуктивностей, з’єднаних в трикутник і під’єднаних до виходу АІС. Така схема вмикання забезпечує відсутність гармонік, кратних трьом, в струмах, що споживає компенсатор. Крім того, індуктивно-тиристорний компенсатор має ту перевагу перед зворотним випрямлячем, що він, на відміну від останнього, майже не споживає активної енергії, що підвищує коефіцієнт корисної дії АІС в цілому.

Д.2.6 Особливості застосування АІ в перетворювачах частоти та їх динамічні властивості

Відомо, що для частотно-регульованих електроприводів змінного струму, де частота повинна змінюватися як нижче, так і вище від частоти мережі живлення, застосовуються ПЧ з ЛПС, в яких безпосереднім перетворювачем частоти є автономний інвертор напруги або інвертор струму, особливості роботи яких розглянуті вище. Використання того чи іншого типу АІ визначається принципом, за яким формуються характеристики електропривода.

У випадку, коли керуючими сигналами служать частота і напруга на статорі двигуна, перевага надається ПЧ з АІН, а при використанні частотно-струмового методу керування, коли керуючими діями є струм статора та його частота, доцільніше застосовувати ПЧ з АІС.

При використанні ПЧ з АІН суттєвою перевагою є незалежність вихідної напруги від частоти та моменту навантаження двигуна. Величина вихідної напруги в АІН з почерговою комутацією вентилів визначається значенням підведеної до інвертора напруги (від керованого випрямляча чи імпульсного перетворювача постійної напруги) або коефіцієнтом модуляції для АІН з ШІМ. Незалежність між частотою та напругою спрощує формування необхідного закону частотного регулювання, даючи можливість підтримувати задане співвідношення між ними.

Використання ПЧ з АІН є доцільним тоді, коли немає частих пуско-гальмівних режимів, Це пов’язано з тим, що в таких ПЧ неможливе (без ускладнення схеми) використання рекуперативного гальмівного режиму. Так, наприклад, якщо закрити тиристори АІН, то через діоди зворотного моста напруга в колі постійного струму збереже свою полярність, а струм повинен поміняти свій напрям, що неможливо,бо провідність випрямлювального моста на вході є протилежною. Щоб здійснити рекуперацію енергії в мережу, необхідно увімкнути зустрічно-паралельно до першого випрямляча другий комплект, який повинен працювати в режимі інвертора, веденого мережею. Перевід АІН в режим випрямляча може забезпечити лише режим динамічного гальмування, бо інверторний міст тоді шунтується накоротко діодами зворотного моста.

В приводах з частими пуско-гальмівними режимами доцільно використовувати ПЧ з АІС. Це пов’язано з тим, що в таких перетворювачах можливо отримати режим рекуперативного гальмування пр більш простій силовій схемі. Справді, при відсутності зворотного діодного моста для отримання цього режиму з допомогою систем імпульсно-фазового керування інвертор струму потрібно перевести в режим випрямляча, а випрямляч – в інверторний режим. При цьому полярність напруги в колі постійного струму ПЧ поміняє знак, а напрям струму збережеться, що і потрібно для роботи ТП в режимі інвертора, веденого мережею.

При використанні частотно-струмового методу керування електро­приводом вплив на формування струму статора йде по каналу регулювання напруги, що підводиться до АІС від випрямляча, а вплив на частоту перетворювача (тобто швидкість двигуна) – по каналу частоти перемикання тиристорів інвертора струму.

Динамічні властивості ПЧ з ЛПС визначаються властивостями вузлів, що входять до їх складу, тобто динамічними властивостями вхідного випрямляча, проміжного фільтра та автономного інвертора.

Як було показано вище, тиристорний випрямляч, що входить до cкладу ПЧ, з вірогідним ступенем точності зображається інерційною ланкою, передавальна функція якої має вигляд

W_в(р) = , (Д.2.10)

де К_в, Т_в ‑ коефіцієнт передачі та стала часу тиристорного випрямляча.

Стала часу Т_в є незначною величиною, а тому на динаміку системи ТПЧ-асинхронний двигун суттєвого впливу не має. А от згладжуючий фільтр між випрямлячем та інвертором має значну сталу часу і суттєво впливає на перехідний процес в системі випрямляч-вихід фільтра.

При використанні ПЧ з АІН фільтр в загальному випадку являє собою L-C фільтр, бо навіть при відсутності спеціальної індуктивності її роль виконує індуктивність розсіювання обмоток трансформатора,що живить випрямляч. Еквівалентна схема кола “випрямляч-фільтр” зображена на рис. Д.2.19,а. Для неї можна записати такі рівняння динаміки (в приростах):

; ; (Д.2.11) ,

де i_d, i_c, i_інв ‑ прирости струмів у колах випрямляча, конденсатора фільтра та інвертора; E_d, U_d ‑ прирости ЕРС випрямляча та напруги живлення інвертора; L_екв, R_екв ‑ еквівалентні індуктивність та ативний опір випрямляча сумісно з додатковим дроселем фільтра.

а)	б)

Рис. Д.2.19

Якщо рівняння (Д.2.11) записати в операторній формі і зробити узгодження змінних U_d та i_інв з напругою живлення U₁ та струмом статора i₁, що входять до структурної схеми асинхронного двигуна, то можна отримати спрощену структурну схему електромагнітного кола ТПЧ з АІН, який працює на двигун. Вона зображена на рис. Д.2.19,б, де вихідною координатою є вхідна напруга інвертора U_d. Тут через К_узг.1 та К_узг.2 позначено відповідні коефіцієнти узгодження. Динамічні властивості вхідного випрямляча по керуючій дії в структурній схемі враховані інерційною ланкою у відповідності з рівнянням (Д.2.10).

Аналогічною інерційною ланкою можна врахувати власну інерційність автономного інвертора. Така ланка вмикається на тому вході структурної схеми двигуна, куди діє сигнал, пропорційний частоті статора. Але слід мати на увазі, що динамічні властивості АІ за керуючою дією по каналу частоти при широкому діапазоні її регулювання є неоднозначними (залежать від частоти на виході ТПЧ). При низьких частотах в інверторах з почерговою комутацією вентилів виникають значні запізнення при відпрацюванні керуючих сигналів по каналу регулювання частоти.

Для електроприводів, які працюють при низьких частотах, доцільніше застосовувати перетворювачі частоти з безпосереднім зв’язком або ТПЧ з автономними інверторами напруги з широтно-імпульсною модуляцією, які мають значно меншу інерційність.

Що стосується ТПЧ з АІС, то до них відноситься все те, що сказано вище, тільки в структурній схемі на рис. Д.2.19,б буде відсутня ланка з передавальною функцією С₀р, тому що в інверторах струму відсутній ємнісний фільтр.

В багатьох випадках, коли інерційність фільтра є значно більшою, ніж власна інерційність вхідного випрямляча та автономного інвертора, сталими часу останніх можна знехтувати і вважати їх підсилювальними ланками.

Передавальні коефіцієнти ТПЧ з ЛПС по каналам регулювання на­пруги та частоти є різними (в тому числі і для перетворювачів з широтно-імпульсною модуляцією). По каналу напруги це коефіцієнт передачі випрямляча К_в=E_d/U_kU, а по каналу частоти – коефіцієнт К_f, величина якого визначається через відношення приросту вихідної частоти f₂ до приросту керуючого сигналу U_kf, що викликав цю зміну (K_f=f₂/U_kf ).