5.2.2. Устройства частотной селекции

Устройства частотной селекции представляют собой процессоры, предназначенные для выделения необходимых сигналов на фоне шумов и помех.

К устройствам частотной селекции относятся фильтры, которые можно классифицировать по следующим независимым признакам:

• по виду частотной характеристики: полосовые (пропускающие определенную полосу частот ), режекторные (подавляющие определенную полосу частот , нижних частот (пропускающие частоты от 0 до f_e), верхних частот (пропускающие частоты вы-ше f_н);

• по физическому принципу: резонансные (по акустическому или электрическому резонансу), трансверсальные (по фазочастотной характеристике), нетрансверсальные (по амплитудно-частотной характеристике);

• по виду обрабатываемых сигналов: аналоговые (обработка сигнала в виде непрерывной функции), цифровые (обработка сигнала в виде дискретной функции).

К устройствам частотной селекции относятся также резонаторы. Резонаторы на объемных акустических волнах были хорошо известны. ПАВ-резонаторы, как правило, самостоятельного значения не имеют, однако широко используются в конструкциях фильтров.

Полосовые фильтры получили наиболее широкое распространение среди элементов частотной селекции на ПАВ. Различают сверхузкополосные фильтры (0,01% < f/f₀ 0,1%), узкополосные (0,1% < f/f₀ 1%) среднеполосные (1%< f/f_Q l0%), широкополосные (10% f/f₀ 50%) и сверхширокополосные (50% < f/f₀ 100%). Полосовые фильтры используются в диапазоне частот от 10 МГц до 2 ГГц. Фильтрация частот в полосовых фильтрах осуществляется за счет селективных свойств ВШП.

Самым простым по конструкции из полосовых фильтров является однопроходной фильтр.

Рассмотрим элементы его конструкций. В качестве континуальной среды используются различные пьезоэлектрические материалы. Генератором динамических неоднородностей в виде ПАВ служит входной ВШП, имеющий многоэлектродную структуру. Амплитудно-частотная характеристика эквидистантного ВЩП (рис. 5.15, а) может быть определена с помощью преобразования Фурье.

Спектр входного сигнала U_вх(t) может быть представлен в виде суммы бесконечного числа синусоидальных колебаний с непрерывной последовательностью частоты и с бесконечно малыми амплитудами

dU_вх= Ф₁(ω)exp(jωt)dω,

где dω — бесконечно малый частотный интервал. Функция

Ф₁=

представляет собой спектральную плотность амплитуды.

Рисунок 5.15 – Полосовой фильтр: а — конструкция; б — АЧХ фильтра; б — схема формирования трансверсального фильтра; г — суммарная АЧХ трансверсального фильтра

Если для любой частоты известен коэффициент передачи четырехполюсника

K(jω)= ,

то по амплитуде элементарного воздействия можно найти амплитуду элементарного от­клика:

d = .

Таким образом, элементарный отклик можно представить в виде:

Ф₁(ω) d .

Полный отклик равен сумме элементарных откликов:

d ,

d ,

где спектр отклика. Другими словами, спектр отклика равен спектру воздействия, умноженному на коэффициент передачи, или = . Величина является передаточной функцией.

В исследованной конструкции фильтра входной сигнал представлен в виде импульса с прямоугольной огибающей, заполненной колебаниями с частотой f₀. Входной ВШП преобразует входной сигнал. Фурье-спектр этого сигнала может быть аппроксимирован функцией вида

A const ,

где X= (рис. 5.15, б, кривая 1).

Излучаемый ВШП сигнал распространяется в акустическом канале без искажения и поступает на выходной ВШП, который состоит из малого количества штырей и имеет достаточно широкую полосу пропускания (рис. 5.15, б, кривая 2). Полоса пропускания Δf такого полосового фильтра определяется входным ВШП и регулируется количеством штырей N. Конструкция фильтра мало чем отличается от ранее рассмотренной линии задержки. Такие конструкции, у которых свойства определяются фазочастотной характеристикой известны как трансверсальные фильтры. Селекция частот в них осуществляется с помощью топологии ВШП. В более сложных конструкциях используются несколько фильтров (линий задержек), сигналы от которых складываются синфазно. Фильтр имеет п линий задержки, отводы от которых характеризуются весовыми коэффициентами a_i Сигналы от каждой линии задержки синфазно складываются в сумматоре и формируют сигнал на выходе фильтра (рис. 5.15, в). У нетрансверсальных фильтров свойства определяются амплитудно-частотной характеристикой.

Если входной сигнал представлен в виде U_ex = U_0e , то выходной сигнал с сумматора с помощью преобразования Фурье описывается зависимостью:

U_ex = U₀

где τ_i— время задержки сигнала в линии. Частотная характеристика фильтра с множеством ЛЗ представлена на рис. 5.15, г и представляет собой сумму функций типа (sinX/X) для большого числа N. Частотная характеристика трансверсального фильтра имеет почти прямоугольную форму.

Следует заметить, что каждую пару электродов ВШП можно интерпретировать как отводы фильтра, шины в качестве сумматора, а весовые коэффициенты а_i определяются топологией электродов. Очевидно, что, изменяя топологию электродов, их взаимное перекрытие можно менять значения а_i и, соответственно, АЧХ полосового фильтра. Такой метод весовой обработки компонентов сигнала получил название аподизации преобразователя. В принятой модели изделия функциональной электроники аподизированный преобразователь представляет собой устройство управления.

Степень перекрытия электродов при постоянной амплитуде ПАВ изменяет величину фронта волны, что и сказывается на значении весового коэффициента. Различают два основных метода аподизации преобразователей.

Внешнее взвешивание реализуется с помощью внешних шунтов емкостного или резистивного характера, которые позволяют задавать на электродах (рис. 5.16, а) разность потенциалов (рис. 5.16, б), необходимую для формирования ПАВ. Интенсивность электрического поля между соседними электродами ВШП определяется только разностью потенциалов, поскольку апертура постоянна. Интенсивность формируемой ПАВ пропорциональна интенсивности электрического поля. Энергетические характеристики волны отражены на эпюрах. Амплитуда волны пропорциональна напряжению при постоянной апертуре W.

Рисунок 5.16 – Фильтр с внешним взвешиванием: а — общая схема; б—входной сигнал; в — амплитуда откликов элементов ВШП

Детектирование сигнала происходит на выходном ВШП, имеющем любую апертуру, но достаточно широкополосном, позволяющем получить суммарный сигнал от каждого элемента импульсного отклика в виде А =f(t) (рис. 5.16, в).

Другой метод аподизации — топологический или метод непосредственного взвешивания. Сущность этого метода заключается в том, что амплитудная модуляция импульсного отклика осуществляется заданным изменением апертуры перекрытия электродов. Энергия ПАВ, излучаемая каждой парой электродов ВШП, зависит от степени их перекрытия и излучается в канале соответствующей ширины (рис. 5.17, а). Модуляция в этом случае осуществляется апертурой акустического потока и моментальный входной импульсный отклик равен площади апертуры W_ijxl (рис. 5.17, б), а выходной (детектирующий) преобразователь должен иметь апертуру

W вых W max

где W_max— максимальная апертура перекрытия электродов и его импульсный отклик представлен на рис. 5.17, в.

Фильтр с топологическим взвешиванием электродов конструктивно проще фильтра с внешним взвешиванием электродов, прежде всего потому, что внешние шунты нарушают микроэлектронную технологию. Недостатком такого фильтра является невозможность разделения фронтов двух аподизированных преобразователей, работающих в одном акустическом канале. В этом случае применяют резонаторы ПАВ, позволяющие разделить акустические каналы.

Рисунок 5.17 – Фильтр с топологическим (непосредственным) взвешиванием: а — общая схема; амплитуда импульсного отклика входного (б) и выходного (в) преобразователей

ПАВ-резонаторы предназначены для стабилизации частоты генерируемых колебаний, а также используются в качестве узкополосных фильтров. Амплитудно-частотная характеристика представляет собой резонансную кривую, и подавление вне полосы пропускания оказывается недостаточно сильным.

Резонанс колебаний формируется в резонаторе, реализованном на ВШП либо зеркалах из отражательных решеток. Условие резонанса определяется соотношением

L = п𝝀/2,

где п— целое число, L— размер резонирующей полости. Коэффициент отражения зеркала R определяется выражением

R = N ,

где N— число элементов решетки, — модуль коэффициента отражения каждого элемента. В типичных случаях 0,01 и тогда N 100 элементов. Резонатор с шагом d проектируется, исходя из условия подавления всех колебаний, кроме одного собственного колебания резонатора f₀ = V₀/2d. Достигается это в том числе и за счет частотной зависимости коэффициента и фазы отражения решетки. На рис. 5.18, а представлена конструкция узкополосного фильтра, реализованного на основе резонаторов. Они размещены на одной подложке и акустически связаны с помощью многополоскового отражателя.

ПАВ-резонаторы очень часто используются в устройствах для фильтрации частот. Отражательные структуры могут быть выполнены в виде металлических электродов (рис.5.18,б), топографических (рис.5.18,в) или диффузионных статистических неоднородностей (рис.5.18,г). В любом случае основой является технология микроэлектроники.

Фильтры на основе ПАВ-резонаторов предназначены для перестройки частоты с помощью управляемого изменения параметров ПАВ и разделения акустических каналов двух аподизированных преобразователей.

Рисунок 2.18 – ПАВ-резонатор, выполняющий функцию фильтра: а — резонаторные полости (1, 2), акустические поглотители (3), многополосковый ответвитель (4), кварцевая подложка (5); 6, в, г — отражательные структуры

В соответствии с принятой моделью устройства функциональной электроники между генератором и детектором динамических неоднородностей вводится дополнительное устройство управления в виде многополоскового отражателя (МПО). Например, МПО расположены непосредственно в акустическом канале на рабочей поверхности звукопровода и конструктивно могут быть выполнены в виде напыленных электродов или распределенных отражателей — канавок (акустических неоднородностей). Как правило, МПО представляют собой эквидистантную решетку отражателей с шагом d, так что центральная частота f₀ ⁼ V_a/2d. Добротность ПАВ-резонаторов определяется в основном потерями на распространение волны в резонирующей полости, дифракционными эффектами, генерацией паразитных объемных волн, потерями энергии волны в самих отражателях и составляет 10⁴ .

Введением входного ВШП между ПАВ-отражателями можно получить ПАВ-резонатор с одним входом. Такая структура поддерживает несколько стоячих волн и позволяет выделить нужную моду путем выбора соответствующей конструкции электродов преобразователя и определенной формы отражателя.

Повышения селективности полосовых фильтров можно достичь путем использования аподизированных входного и выходного преобразователей, расположенных в параллельных акустических каналах. Связь между каналами и управление распространением ПАВ осуществляется с помощью МПО (рис. 5.19, а).

В процессе переизлучения волны из верхнего в нижний канал происходит преобразование апертурной модуляции ПАВ в модуляцию интенсивности звуковой волны. Эпюры (Э1) топологического взвешивания с помощью МПО преобразуются в эпюры внешнего взвешивания (Э2). Это позволяет принимать сигнал выходным ВШП, аподизированным непосредственным взвешиванием электродов. В таком фильтре происходит достаточно сильное подавление сигнала вне полосы пропускания входного (рис. 5.19, б) и выходного (рис. 5.19, в) преобразователей. Амплитудно-частотная характеристика такого фильтра получается путем перемножения парциальных характеристик:

A_Σ=A_вх A_вых

Полосовые фильтры позволяют реализовать заданную АЧХ с подавлением за полосой пропускания до 40—70 дБ с коэффициентом прямоугольности формы 1,2 1,5. Фильтры рассчитаны на центральные частоты от 10⁷ до 10⁹Гц с полосой пропускания от 10^-1 до 4x10⁵ Гц.

Рисунок 5.19 – Фильтр с использованием ПАВ-резонаторов: а —общая схема; б — АЧХ входного ВШП; в — АЧX выходного ВШП; г — суммарная АЧХ

Микроэлектронная технология производства полосовых фильтров позволяет легко интегрировать их в радиотехнические цепи и системы, тиражировать без подстройки параметров.

Системный анализ показал, что улучшение характеристик полосовых фильтров возможно за счет снижения вклада физических эффектов второго порядка:

• многократные отражения ПАВ от краев ВШП;

• сигналы тройного прохождения, обусловленные преобразователями;

• электроакустическая регенерация вследствие постоянного чередования электрических и акустических полей;

• дифракция пучка ПАВ и его отклонение от направления распространения;

• отражение от краев звукопровода;

• ложные сигналы, вызываемые объемными, продольными и поперечными модами;

• изменение скорости ПАВ из-за поверхностной загрузки звукопровода;

• дисперсия скорости звука в металлизированных областях;

• искажение фазового фронта ПАВ вследствие различия прохождения в центральной и периферийной областях;

• краевые эффекты взаимодействия соседних электродов;

• паразитные электростатическая и электромагнитная связи входного и выходного преобразователя;

• искажение характеристик внешними цепями согласования и т. п.

Полосовые фильтры имеют достаточно широкий диапазон частот и полос пропускания (рис. 5.20). Поэтому они нашли применение в качестве фильтров промежуточной частоты для телевизионных приемников, в системах связи и радиолокации.

Дисперсионные фильтры представляют собой функциональное линейное устройство, предназначенное для получения задержки, зависимой от частоты и имеющее модулированную импульсную характеристику. Устройства со сжатием импульса находят широкое распространение в радиолокационных системах. В этих системах увеличение длительно­сти зондирующего импульса позволяет увеличить чувствительность за счет увеличения отношения сигнал/шум. При этом необходимо сузить полосу пропускания приемника и снизить мощность шума на входе.

Рисунок 5.20 – Рабочий диапазон полосовых фильтров: 1 — широкополосные трансверсальные фильтры; 2 — узкополосные фильтры на резонаторах;3 — узкополосные фильтры на термостабилизированных резонаторах

Однако большая длительность импульса ведет к ухудшению разрешающей способности по дальности и невозможности различать две близко находящиеся цели. Это противоречие можно разрешить методом сжатия импульсов с использованием дисперсионных фильтров.

В системе со сжатием импульса используются ЛЧМ-сигналы с большой базой, другими словами, произведение длительности импульса на полосу пропускания имеет большую величину. Основное свойство ЛЧМ-сигнала состоит в том, что форма его огибающей при амплитудной модуляции воспроизводит форму модуля его спектральной плотности в частотной области. Идея сжатия ЛЧМ-сигнала приведена на рис. 5.21. Сигнал S(t) от точечной цели имеет форму, представленную на рис. 5.21, а и характеризуется увеличением во времени частоты сигнала. Фильтр необходимо изготовить так, чтобы его импульсная характеристика Ф(t) представляла обращенный во времени сигнал. Тогда частота такого сигнала падает линейно со временем (рис. 5.21, б).

Выходной суммарный сигнал g(t), прошедший дисперсионный фильтр, имеет вид, представленный на рис. 5.21 в. Такой сигнал называется корреляционным пиком, ширина спектра которого является обратной величиной ширины спектра входного сигнала, а ширина выходного пика намного меньше длительности входного сигнала Т. Величина T/B называется коэффициентом сжатия, где В — девиация частоты.

Если имеются две точечные цели, то на вход поступают два сигнала, разделенные временным интервалом. В выходном сигнале также будут присутствовать два корреляционных пика. Если оба импульса перекрываются во времени, то их разрешение возможно при условии превышения разницы времени задержки длительности пика T/B. Типичное значение ширины спектра составляет 20 МГц.

Рисунок 5.21 – Обработка ЛЧМ-сигналов дисперсионным фильтром: а — входной сигнал S(t); б — характеристика фильтра Ф(t); в— выходной сигнал; г — конструкция дисперсионного фильтра на отражательных решетках

На рис. 5.21, г представлена конструкция дисперсионного фильтра. Входной и выходной ВШП практически идентичны. В качестве устройства управления ПАВ используются отражательные неэквидистантные решетки из канавок, шаг которых меняется от d_min=V_a/2f_min до d_max=V_a/2f_max. Каждая из решеток меняет направление волн на 90°.

В фильтрах ЛЧМ-сигналов используется амплитудное взвешивание для подавления по­мех. С этой целью изменяется глубина канавок, которая пропорциональна коэффициенту отражения. Канавки травятся методом ионной бомбардировки. Такая технология весьма трудоемка. ЛЧМ-фильтры позволяют обрабатывать сигналы длительностью Т ~ 10^-4с и девиацией В = (3 5)х10⁸ Гц.