1. Коэффициент передачи по напряжению

(3.1)

а также коэффициент передачи по мощности

(3.2)

где сУ_вх1 и Р_вх1 — напряжение и мощность сигнала на входе первого активного каскада приемника.

Очевидно, модуль коэффициента передачи будет максимальным при совпадении частоты сигнала с резонансной частотой входной цепи.

2. Полоса пропускания П„₁₇, в пределах которой неравномерность передачи составляющих спектра принимаемого сигнала не превышает 3 дБ.

3. Избирательность S, при заданной расстройке Af:

(3.3)

В супергетеродинных приемниках предъявляются высокие требования к избирательности входной цепи на зеркальной и промежуточной частотах.

4. Диапазон рабочих частот

(/о max — /о rain). В Пределах КОТОрОГО

входная цепь обеспечивает настройку на любую рабочую частоту при сохранении предыдущих показателей (К, Пп,7, S/Af) в заданных пределах. Диапазонные свойства обычно характеризуются коэффициентом перекрытия диапазона:

Кп = fo max//о mln. (3.4)

Кроме перечисленных в зависимости от назначения радиоприемного устройства к входным цепям предъ-

Щ$ Зак. I5H9

Рис. 3.1

являются и другие важные требования — обеспечение минимального коэффициента шума, минимальной нелинейности частотно-избирательных цепей с электронной перестройкой и т. д.

Приемные устройства большинства информационных систем работают в сложной помеховой обстановке, что требует применения в их входных цепях разнообразных устройств защиты. В качестве примера рассмотрим структуру входной цепи приемника импульсной РДС (рис. 3.2). Импульсный режим работы позволяет использовать одну антенну (А) для передачи и приема за счет временного разделения зондирующего и отраженного сигналов. Устройство, обеспечивающее автоматическое подключение антенны А попеременно к передатчику Прд и приемнику Прм, называется антенным переключателем (АП). Для его построения используют различные принципы, в соответствии с которыми различают ответвительные, балансные и ферритовые АП. Последние являются наиболее перспективными, поскольку не требуют включения быстродействующих переключающих элементов, имеют малые (0,2— 0,5 дБ) потери и хорошую широкопол осность (10—20 % от несущей частоты).

Работа ферритового АП основана на использовании невзаимных свойств

четырехплечего циркулятора (Ц) (рис. 3.3, а). При излучении зондирующего импульса мощность поступает непосредственно в антенну, однако из-за конечной развязки плеч /—3 и определенного коэффициента стоячей волны (КСВ) антенны часть мощности Р₃ попадает на вход Прм и ослабляется до допустимого уровня в устройстве защиты приемника (УЗП). Часто вместо четырехплечего циркулятора используют два последовательно соединенных трехплечих циркулятора (рис. 3.3, б), которые имеют меньшие потери и проще в изготовлении.

Структура УЗП зависит от уровня поступающих на вход приемника помех, в том числе просачивающейся мощности зондирующего излучения. При Р_а > 10 кВт УЗП обычно состоит из выключателя (Вк) и ограничителя (О), при меньших мощностях Вк может отсутствовать. Эффективность работы АП и УЗП характеризуется двумя группами параметров:

параметрами высокого уровня, соответствующими режиму передачи и воздействию мощных помех;

параметрами низкого уровня, которые определяются режимом приема слабых отраженных сигналов.

Важнейшими из них для радиоприемного устройства являются: L_p — развязка плеч АП; L_3a„ — потери запирания УЗП; L_np — потери в режиме приема.

Для лучшего функционирования радиоприемного устройства желательно, чтобы значения параметров L_p и L_3an были максимальны, a L_lip — минимальны.

Выключатели обычно выполняются на базе полупроводниковых управляющих элементов (p-i-л-диодов) или газовых разрядников (ГР) при значительных (более 10⁵ Вт) мощностях зондирующего импульса. Принципиальные схемы соответствующих выключателей Вк показаны на рис. 3.4, а, б. В отличие от Гр выключатели на р-/-п-диодах коммутируются управляющими импульсами тока с крутыми фронтами. Потери, вносимые выключателями Вк в линию передачи, например, при параллельном подключении, определяются выражением

(3.5)

где Z„ — волновое сопротивление линии; Z — сопротивление диода.

Доказано, что максимальное отношение L._ian/L_Iip достигается при чисто активном сопротивлении Вк, причем условие _Z_max R > Z₀ соответствует режиму пропускания, а

Zmin = — режиму запирания.

В результате имеем

(3.6) (3.7)

В полупроводниковых СВЧ-огра-ничителях применяются как p-i-n-, так и р-л-диоды. Изменение вносимых потерь осуществляется в них непосредственно под воздействием поступающей мощности СВЧ-колебаний. Принципиальная схема однокаскад-ного ограничителя показана на рис. 3.5. Для уменьшения уровня просачивающейся помехи используют многокаскадные ограничители,' первый каскад которых выполняется на р-г'-л-диоде, а последующие — на р-я-диодах. Ослабление; вносимое СВЧ-ограничителем в тракт, можно оценить с помощью формулы (3.5) и зависимости Z от уровня поступающей на ограничитель мощности.

Полосовой фильтр (ПФ), показанный на рис. 3.2, осуществляет предварительную частотную селекцию сигнала от помех. В зависимости от требований, предъявляемых к чувствительности приемника, фильтрация может осуществляться пассивной частотно-избирательной цепью, либо входным малошумящим усилителем. Входные ПФ (преселекторы) в диапазоне СВЧ выполняются на отрезках микрополосковых линий, связанных волноводных и диэлектрических резонаторах и т. д. На мет-

ровых и дециметровых волнах широ ко используют ПФ на основе поверх ностных акустических волн (ПАВ), ко торые позволяют обеспечить относи тельные полосы пропускания от 0,0 до 100 % при вносимых потерях 1-2 дБ [23].

На основании рассмотренных cxei отдельных звеньев можно составит принципиальную электрическую схе му входной цепи (ВЦ) радиолокаци онного приемника, которая изобра жена на рис. 3.6.

Поскольку входная цепь представ ляет собой пассивный четырехполюс ник, обладающий определенными пс терями, она существенно влияет н шумовые параметры радиоприемног устройства. Суммарные потери (в дБ входной цепи (ВЦ) радиолокационнс го приемника, состоящей из АП, У31 и ПФ, в режиме приема слабых сигнг лов определяются выражением Lbh = = L_An + U'3i\ + £пф. Если ВЦ ш ходится при комнатной температуре то в соответствии с (2.54) ее коэффжи ент шума К_ш вц = i-вц- Тогда кс

2*

эффициент шума радиоприемного устройства

К_т — Кш вц ~ (К_ш._уп— 1)/Л7> вц = = £вц/С_ш.уп. (3-8)

где К_ш. ун — коэффициент шума усилительно-преобразовательной части, следующей за ВЦ.

Отсюда видно, что потери во входной цепи пропорционально увеличивают коэффициент шума всего приемного устройства и, как следует из (2.62), (2.63), снижают его чувствительность. Особенно жесткие требования к минимизации потерь во входных цепях предъявляются в высокочувствительных приемных устройствах, где используются малошумящие усилители (МШУ).

В диапазоне умеренно высоких частот ненастроенная антенна в сочетании с диапазонностыо перестройки радиоприемного устройства приводит к необходимости ослабления связи антенны с входной цепью. Наибольшее распространение получили схемы ВЦ с внешнеемкостной (рис. 3.7, а) и трансформаторной (рис. 3.7, б) связями. Настройка на заданную частоту в пределах рабочего диапазона обычно производится с помощью переменной емкости, поскольку при К д. > >• 1,5 ч-2,0 настройка переменной индуктивностью приводит к резкому изменению эквивалентного резонансного сопротивления контура по диапазону.

В схеме с внешнеемкостной связью значение емкости C_Ctt выбирают малым с целью ослабления влияния изменения параметров антенны на

настройку входного контура. Тогда сопротивление эквивалентной емкости С_Аэк = С_АС_СВ/(С_А + С_св) оказывается много большим Ra и (oLa и можно использовать упрощенный эквивалент антенны. Учитывая, что резонансный коэффициент передачи входной цепи, показанной на рис. 3.7, а, определяется выражением Ко = nRajZxo, где п — коэффициент трансформации входного контура; R_3K — эквивалентное сопротивление контура на резонансной частоте, получим Ко = ЮоП^кСдэкФак ⁼

= cooconst. Здесь Q_3K — нагруженная добротность входного контура, которую можно считать постоянной в диапазоне перестройки. Таким образом, данная схема характеризуется значительной неравномерностью изменения Ко по диапазону, которая пропорциональна величине ©8-

В схеме с трансформаторной связью резонансный коэффициент передачи записывается в виде

К„ = nMQ^/LA эк | 1 — ©OA /о>о |, (3.9)

где М — коэффициент взаимной индукции; L_{A эк} == L_h + L_c„ — эквивалентная индуктивность антенны; (о„д -- 1/(^дэк С а)'¹ — собственная резонансная частота антенны.

• Очевидно, для получения хорошей равномерности Ко по диапазону необходимо выполнение условия

©OA < Womin или 0)_оа > (о_{0 тах}.

При низкочастотной настройке антенной цепи (о>од <^ со&шп) и неизменных в процессе перестройки значениях Q_JK и п имеем Ко — пМ X X Q:,JL_A эк = const.

В приемниках на биполярных транзисторах за счет роста проводимости G_HX при увеличении частоты коэффициент передачи /Совц уменьшается на более высоких частотах рабочего диапазона.

Отметим, что для подавления возможных внешних помех на промежуточной частоте во входную цепь включают режекторный фильтр (рис. 3.8), резонансная частота которого f_n = = 1/2jt V LC/2. В этом случае, учи-

тывая противофазность напряжения на емкости С и сопротивлении R, значение последнего выбирают так, чтобы соблюдалось условие \Uh\ ~ \Uc\, чем достигается ослабление поступающих на вход приемника помех на частоте /„.

В диапазоне СВЧ использование настроенных антенн позволяет реализовать максимальную чувствительность радиоприемного устройства. Наряду с емкостной и трансформаторной связями широкое распространение получили схемы с автотрансформаторной связью. Эквивалентная схема входной цепи с двойной автотрансформаторной связью представлена на рис. 3.9, где коэффициенты трансформации я_х на входе и п., на выходе контура определяются выражениями п_г = U а/0 к, я₂ - (7_ВХ1/(7_К. Резонансный коэффициент передачи входной цепи

(3.10)

где G_:)K = n\G_A + G + n\G_KX — эквивалентная проводимость нагруженного контура.

Для обеспечения максимального уровня сигнала на входе первого каскада приемника антенна должна быть согласована с входной цепью, что получается при

Если потерями во входной цепи можно пренебречь (G < nlG_Bx). то выражения (3.11) и (3.12) можно переписать в виде

«Юогл = «s VGiJG_k, (3.13)

K«cnr.,= l/(2AW,)- (3.14)

Избирательность входной цепи с двойной автотрансформаторной связью S, зависит от требуемой полосы пропускания

(3.15)

Рис. 3.8

В случаях, когда простая однс турная входная цепь не обеспеч! нужной избирательности при з< ной полосе пропускания, струк ВЦ усложняется и выполняете! основе многоконтурных ПФ.

В диапазонных радиоприен устройствах настройку ВЦ на данную частоту сигнала /_с уд осуществлять электронными мет ми, основанными на управлении постоянному напряжению или т режимом нелинейных реактш элементов. Наибольшее распростр ние получили схемы перестройки тоты с варикапами. Емкость С в капа изменяется под воздействиел равляющего напряжения tV_ynp закону

где С„, Uв — емкость и напряж смещения варикапа, соответствук верхней частоте диапазона перест ки; <р_к — контактная разность пс циалов; п — показатель степени, ный 0,5 для варикапов с ре; р-л-переходом.

Поскольку варикап является ментом избирательности цепи, на воздействуют высокочастотные к бания (сигнал и помехи). Если их вень мал, то емкость контура ил

часть, образованная варикапом, определяется выражением (3.16). С ростом уровня высокочастотных колебаний емкость варикапа возрастает, изменяя частоту настройки колебательного контура и, следовательно, его коэффициент передачи. При воздействии на радиоприемное устройство достаточно мощной модулированной помехи возникают перекрестные искажения, ухудшающие эффективную избирательность приемника.

Для ослабления нелинейных эффектов во входных цепях с варикапами используют различные схемотехнические решения [101, например встречно-последовательное и встречно-параллельное включения варикапов в контур. Наилучшие результаты достигаются при встречно-последовательном включении варикапов и автоматической компенсации сдвига квазирезонансной частоты (рис. 3.10). В этой схеме часть высокочастотного напряжения снимается с контура, выпрямляется квадратичным детекто-тором, выполненным на диоде Д₃, и подается с соответствующей полярностью в цепь управления варикапами.