4.3.Ду в режиме большого сигнала

Рассмотрим теперь работу ДУ в режиме большого сигнала. Как известно, зависимость коллекторного тока транзисторa от величины напряжения U_эб приближенно описывается выражением:

Тогда

,

где I’_э0 — обратный ток перехода. Так как

I₀ = I_к1 + I_к2; U_{вх д} = U_бэ1 – U_бэ2

то

У идеально подобранной пары транзисторов при U_вх0 напряжение U_бэ одного транзистора увеличится на 0.5U_вх, а другого уменьшится на ту же величину. Тогда токи коллекторов:

,

Рис. 4.5. Передаточная характеристика ДУ

Передаточная характеристика, описываемая этим выражением, приведена на рис. 4.5. Линейный участок этой характеристики составляет около ±2_T≈±50 мВ. На основе передаточной характеристики можно рассчитать коэффициент нелинейных искажений.

Для этого разложим функцию th в ряд до третьего члена:

Если , то

.

Определим коэффициент нелинейных искажений как отношение амплитуды третьей гармоники к амплитуде первой гармоники:

.

Таким образом, коэффициент нелинейных искажений увеличивается пропорционально квадрату напряжения U_{вх m} и имеет значение намного меньше, чем в схеме с общим эмиттером. Для сравнения рассчитаем максимальную амплитуду входного сигнала U_{вx max}, при которой коэффициент нелинейных искажений достигает 1%. Она составляет

.

Если предположить, что К_д=80, то при этом получим амплитуду выходного сигнала 1,44 В в отличие от 0,2 В в схеме с общим эмиттером.

4.4.Ду с отрицательной обратной связью

Сравнительно узкий линейный участок передаточных характеристик ДУ не позволяет применять ДУ для усиления без искажений сигналов с амплитудами свыше 20–25 мВ (см. рис. 4.5).

Рис. 4.6. ДУ с ООС по току

Этот недостаток легко устраняется введением ООС по току, которая, кроме того, повышает входное сопротивление и стабильность работы схемы. Для этого в эмиттерную цепь каждого транзистора включается резистор (рис. 4.6). Если разность напряжений U_вхд=U_вх1–U_вх2 изменяется на величину U, то напряжение на обоих резисторах также изменится примерно на величину U. Приращение коллекторного тока

.

Тогда коэффициент усиления ДУ по напряжению

Анализ показывает, что максимальное значение крутизны в схеме рис. 4.6 при U_{вх д}=0 и I_к1=I_к2=0,5I₀

,

что в (1+2S_maxR_э) раз меньше крутизны ДУ без обратной связи (S_max=I₀/(2_T) ). Однако ООС с помощью резисторов R_э улучшает линейный участок передаточных характеристик, ухудшает ограничительную способность ДУ и увеличивает его входное сопротивление. На прохождение синфазного сигнала резисторы R_э не влияют.

Если в схеме ДУ применить два источника стабильного тока, как показано на рис. 4.7, а, то ООС по току можно обеспечить с помощью одного резистора. При отсутствии входного сигнала по этому резистору не будет протекать ток. Это дает возможность с помощью резистора изменять коэффициент усиления без изменения величины выходного потенциала при отсутствии сигнала.

В ряде случаев в усилителях требуется регулировать усиление электронным способом. Электронное регулирование усиления применяется в устройствах связи, таких как усилители высокой и промежуточной частоты, поскольку увеличивает динамический диапазон по входному сигналу.

Рис. 4.7. Введение ООС по току в ДУ: а — с помощью одного резистора; б — ДУ с электронной регулировкой коэффициента усиления

Электронное регулирование усиления позволяет управлять усилением с помощью замкнутой схемы автоматической регулировки усиления (АРУ).

В усилителях на дискретных элементах электронная регулировка усилением достигается, как правило, путем смещения рабочей точки одного или нескольких каскадов или постановкой диодного аттенюатора между каскадами. В монолитных интегральных схемах, в которых неприемлема связь между каскадами только по переменному току, такие методы регулирования усиления приводят к нежелательным сдвигам уровня постоянного напряжения в схеме и, следовательно, не могут применяться.

На рис. 4.7, б приведена схема ДУ, в которой регулировка усиления осуществляется электронным способом. В этой схеме в качестве управляемого напряжением элемента связи между каскадами на биполярных транзисторах VT1 и VT2 используется зависящее от приложенного напряжения сопротивление канала полевого транзистора. Полевой транзистор с каналом n-типа легко изготовить одновременно с биполярными транзисторами. Так как исток и сток полевого транзистора имеют почти одинаковые потенциалы, через канал протекает очень небольшой постоянный ток. Следовательно, уровни смещения по постоянному току в схеме не изменяются под действием управляющего напряжения U_y, которое приложено к затвору полевого транзистора.

Коэффициент усиления по напряжению можно выразить отношением сопротивления резистора нагрузки к сопротивлению канала между истоком и стоком полевого транзистора. Величина сопротивления между стоком и истоком является функцией управляющего напряжения Uy. Для полевого транзистора с равномерным распределением примесей в канале эта зависимость приближенно выражается в следующем виде:

,

где R_си — величина сопротивления между истоком и стоком при нулевом управляющем напряжении; U₀ — напряжение отсечки полевого транзистора;

Таким образом, коэффициент усиления схемы рис. 4.7, б по напряжению имеет вид

При коэффициенте усиления 20 дб диапазон автоматической регулировки усиления оказывается не менее 40 дб в рабочем диапазоне частот.