4.3 Локальні регулятори параметрів режиму

Регулятори прискорюючої напруги. Джерела прискорюючої на­пруги електронно-променевих установок перетворюють трифазну змінну напругу 380 В живильної мережі 50 Гц на постійну напругу ЗО, 60 чи 120 кВ. Підвищення напруги здійснюється високовольтним трансформатором, у первинному або вторинному колі якого встанов­люється регулювальний елемент. Як останній використовується ма­гнітний підсилювач (рисунок 4.7), керований тиристорний контактор (рисунок 4.8) чи електронна лампа (рисунок 4.9).

Магнітний підсилювач МП (див. рисунок 4.7) увімкнено послідовно з силовим підвищувальним трансформатором Т. Залежно від струму керуючої обмотки W_K змінюється склад напруги на МП, а отже, і

W_3M — обмотка зміщення

Рисунок 4.7 – Спрощена принципова схема регулятора приско­рюючої напруги У-250

прискорююча напруга електронно-променевої гармати ЕПГ. Сигнал, пропорційний прискорюючій напрузі, знімається із подільника напру­ги R1, R2 і порівнюється із заданим (встановлюється за допомогою по­тенціометра RP1). Різниця цих напруг підсилюється електронними лампами V1 і V2 і подається на обмотку керування W_K. Отже, здійс­нюється загальний негативний зворотний зв'язок за прискорюючою напругою, який стабілізує його з високою точністю незалежно від причин, що викликали ці зміни. Недолік регулятора — мала швидко­дія (при вмиканні струму променя прискорююча напруга встановлюється за 0,5 с, а при скиданні струму до нуля — за кілька секунд), відсутність входу для зв'язку із зовнішніми пристроями керування.

Заміна магнітного підсилювача керованим тиристорним контак­тором (див. рисунок 4.8) дещо поліпшує технічні характеристики стабілі­заторів прискорюючої напруги.

СФК — система фазового керування

Рисунок 4.8 – Тиристорний регулятор прискорюючої напруги

Рисунок 4.9 – Спрощена принципова схема регулятора прискорюючої на­пруги ЕПА 60/60

По-перше, різко зменшуються габа­ритні розміри і маса стабілізатора. По-друге, завдяки усуненню ста­лої часу обмотки керування магнітного підсилювача зменшується по­рядок диференціального рівняння об'єкта керування, що дає

змогу збільшити статичну точність САК і її швидкодію. На жаль, одночасно дещо підвищуються пульсації випрямленої напруги, для зменшення яких доводиться збільшувати сталу часу, згладжувального фільтра . Тиристорний регулятор забезпечує статичну точність підтри­мання прискорюючої напруги не більше як 1 % за обробки керуючої дії у кілька десятків мілісекунд.

Ліпші характеристики мають стабілізатори з прохідною електрон­ною лампою. Потужна електронна лампа V1 (див. рисунок 4.9), розрахо­вана на прискорюючу напругу 60 кВ і струм променя до 1А, вмика­ється між полюсом високовольтного джерела живлення і «землею». Напруга, пропорційна прискорюючій напрузі, знімається з поділь­ника R1, R2 і подається на сітку лампи V3. До проміжку сітка-катод V3 додано суму заданої U₃ і стабілізованої напруг. Одержане роз-узгодження підсилюється лампами V3 і V2 і надходить на сітку регу­лювальної лампи V1, яка замикає загальний негативний зворотний зв'язок за прискорюючою напругою.

Перевагою схеми рисунок 4.9 є висока швидкодія, що дає змогу суттє­во зменшувати або цілком усувати високовольтні фільтруючі конденса-

Рисунок 4.10 – Інверторне джерело прискорюючої напруги

тори. При цьому прискорююча напруга практично не залежить від повільних і швидких змін струму електронного променя. Істотно змен­шуються струми короткого замикання за високовольтних пробоїв у гарматі, оскільки, по-перше, вони обмежуються внутрішнім опором лампи V1, а по-друге, цьому сприяє мала реактивна потужність, на­копичена у системі через відсутність високовольтних конденсаторів.

Основним напрямом розвитку сучасних джерел живлення для усіх видів зварювання, у тому числі і для ЕПЗ, є розробка інвертор-них джерел. Таке джерело (рисунок 4.10) містить: випрямляч напруги мережі VD1—VD6 із фільтром С1; імпульсний (релейний) регулятор постійної напруги на транзисторі VT1, зворотному діоді VD7 і згла­джуючому фільтрі L1, C2; високочастотний мостовий інвертор на тран­зисторах VT2—VT5; підвищувальний трансформатор 7; високовольт­ний випрямляч VD8—VD11; високовольтний згладжуючий фільтр С3; подільник прискорюючої напруги R1, R2; П1 — регулятор на операційному підсилювачі А1; ШІМ — блок широтно-імпульсного керування транзистором VT1. Змінна напруга 380 В мережі 50 Гц пе­ретворюється випрямлячем VD1 — VD6 і конденсатором С1 у постійну напругу 530 В. Транзистор VT1 працює у ключовому режимі з часто­тою перемикання 20 кГц і регульованою блоком ШІМ шпаруватістю. Під час вмикання транзистора конденсатор С2 заряджається через VT1 і L1, а під час вимикання — розряджається через L1 і VD7. У результаті середня напруга на С2 пропорційна відносній тривалості вмикання транзистора VT1.

Транзистори мостового інвертора вмикаються навперемінно па­рами VT2, VT5 і VT3, VT4 зі шпаруватістю 2 та частотою 10 (20) кГц. Прямокутна напруга, що утворюється, підвищується трансформато­ром Т до 60 кВ, випрямляється діодами VD8— VD11 і згладжується конденсатором С3. Із резистора R2 знімається напруга, пропорційна прискорюючій, і порівнюється із заданою . Їх різниця підсилюється

Рисунок 4.11 – Регулятор керуючої напру­ги електронно-променевої гармати

А1 і керує блоком ШІМ так, щоб прискорююча напруга зали­шалася сталою незалежно від ко­ливань напруги мережі, струму променя та ін. Висока частота пе­ремикання забезпечує смугу про­пускання імпульсного стабіліза­тора напруги у кількох кілогер­цах. Це дає змогу відпрацьовувати трьохсотгерцові пульсації випрямленої напруги мережі і навіть відмовитися від фільтру С1. Від С3 також можна відмовитися у випадках, коли для згладжування пульсацій виявляється до­статньо розподіленої ємності високовольтного кабелю. Незначна на­копичена в реактивностях енергія наближає за властивостями інвер-торні джерела до стабілізаторів із прохідною електронною лампою. В електронно-променевих установках невеликої потужності малий об'єм і маса високочастотного трансформатора і фільтру інверторного джерела у деяких випадках дають змогу компонувати їх у єдиному бло­ці з електронною гарматою і таким чином вимкнути високовольтний з'єднувальний кабель.

Регулятори струму електронного променя. Струм тріодних елект­ронно-променевих гармат від нуля до максимуму регулюється змін­ною від 3 кВ до нуля напруги зміщення U_g, прикладеної між катодом К і керуючим електродом g (рисунок 4.11). Регулятори струму відрізня­ються один від одного способом зміни напруги зміщення і способом передавання керуючого сигналу з низького боку на високий.

У найпростіших електронно-променевих установках регулюють керуючу напругу змінюючи змінну напругу промислової частоти, яка живить високопотенціальний розділовий трансформатор Т. Вто­ринна напруга трансформатора випрямляється діодами VD1 — VD4, згладжується R_фС_ф-фільтром і подається до керуючого електро­да. Для підвищення швидкодії та зменшення пульсацій ке­руючої напруги, а відтак і струму променя, однофазні трансформато­ри заміняються трифазними. Недолік таких регуляторів — низька швидкодія, великі пульсації струму, значні габаритні розміри. Вони застосовуються в установках без автоматичної стабілізації струму променя. Істотно кращі характеристики виходять за підвищення ча­стоти живлення розділового трансформатора, як в установці У-250. У регуляторі струму установки У-250 (рисунок 4.12) напруга U₁, про­порційна струму променя I_п, знімається з резистора RS, увімкненого між позитивним полюсом джерела прискорюючої напруги і «землею». Ця напруга порівнюється із заданою U₃, і їх різниця надходить на сіт­ку V3. Підсилене V3 і V4 розузгодження подається на третю сітку лампи V5, на першу сітку якої надходить змінна напруга частотою 40—60 кГц із генератора V1, V2. В результаті змінна напруга, додана

до первинної обмотки W₁ високопотенційного трансформатора Т, буде пропорційною напрузі розузгодження. Індуктована у вторинній об­мотці W₂ напруга випрямляється діодом, згладжується ємністю С_ф і подається на керуючий електрод електронно-променевої гармати ЕПГ, замикаючи загальний негативний зворотний зв'язок по струму проме­ня. Коректуюче коло RC забезпечує стійкість і потрібну якість пе­рехідного процесу регулятора. Гранична швидкодія регулятора визначається сталою часу кола ( ) — розподілена ємність ви­соковольтного кабеля, що становить 200—500 пФ/м).

Рисунок 4.12 – Спрощена принципова схема регулятора струму променя установки У-250

Реально регу­лятор відпрацьовує зміну струму променя з частотою не вищою за 50 Гц.

У сучасних електронно-променевих установках найчастіше засто­совують регулятори струму з електронною лампою, увімкненою за каскадною схемою з електронно-променевою гарматою (рисунок 4.13). Електронна лампа V1 увімкнена в коло катода гармати і становить для неї регульований опір автоматичного зміщення. Спад напруги на лампі є керуючою напругою гармати. Лампу зашунтовано резисто­ром R_д із великим опором, який визначає мінімальний залишковий струм «закритої» гармати менше за 100 мкА.

Керуюча напруга на сітку V1 подається з підсилювача A1, вихід­на напруга якого, у свою чергу, регулюється спаданням напруги на фотодіоді VD1. Фотодіод керується світловим потоком, що випромі­нюється світлодіодом VD2. Струм цього діода, а відтак, 1 його світло­вий потік, регулюється А2, на вхід якого подано різницю заданого і

дійсного значення струму електронного променя. Напруга, пропор­ційна струму електронного променя, знімається з опору зворотного зв'язку , що ввімкнений між позитивним полюсом високовольтно­го джерела та «землею». При збільшенні струму променя зменшується

Рисунок 4.13 – Регулятор струму променя з електронною лампою

світловий потік діода VD2, відпо­відно збільшуються опір VD1 і за­пираюча напруга на сітці лампи V1. Це спричинює збільшення її опору, напруги на ній і зменшення струму гармати. Головне призначення оп­топари VD1, VD2 — здійснення гальванічної розв'язки між зазем­леною схемою керування і керую­чим електродом гармати, що зна­ходиться під високим потенціалом. Нелінійність і термонестабільність передавальної характеристики оп-топари не грає особливої ролі, оскільки вона перебуває у конту­рі негативного зворотного зв'язку по струму променя. Регулятор струму з керуючою електронною лампою має деякі цін­ні якості. По-перше, такий регулятор має дуже високу швидкодію. Час програмної зміни струму променя може складати одиниці мікро­секунд, що важливо для систем автоматичного слідкування за стиком і систем регулювання якості зварного шва за прохідним струмом. По-друге, каскадне вмикання електронної гармати і регулювальної лампи надає системі властивості пентода, тобто генератора струму. Це забезпечує ефективне обмеження струму короткого замикання за високовольтних пробоїв.

У регуляторах струму, виконаних за схемами рисунок 4.11 і 4.12, при пробої в ЕПГ шлях пробійного струму не може замкнутися через джерело керуючої напруги, оскільки внутрішній опір цих джерел, як звичайно, великий. Уже на початковій стадії пробою негативний потенціал керуючого електрода знімається і гармата виявляється з цього моменту повністю відкритою. В результаті весь струм, імітова­ний катодом, досягає виробу. Потенціал керуючого електрода в міру розвитку пробою може вирости практично до потенціалу анода, поки не відбудеться пробій між керуючим електродом і катодом. Струм про­меня на виріб може набагато перевищувати задане значення і про­палення виробу стане невідворотним. У регуляторі струму з елект­ронною лампою у катоді гармати струм променя при пробої різко обри­вається, внутрішній опір лампи звичайно великий і струм із катода не може різко зрости на будь-якій із стадій розвитку пробою.

Регулятор струму бомбардування катода ЕПГ. Найрозповсюдже­нішими ЕПГ є катоди з непрямим підігріванням — електронним бом­бардуванням. Між лантанборидним катодом 1 (рисунок 4.14) і прямона­кальним вольфрамовим підігрівником 2 електрони прискорюються і бомбардують катод, розігріваючи його. Внаслідок напилення підігрівник

Рисунок 4.14 – Принципова схема тиристорно­го регулятора струму бомбардування ка­тода установки У-250

лантанборидом і дії пози­тивного термічного зворотного зв'язку між катодом і підігрів­ником така система виявляється практично недієздатною — струм бомбардування надто нестійкий. Для усунення цього недоліку застосовують автоматичну стабі­лізацію струму бомбардування. Із цією метою в установці У-250 струм каналу підігрівника регу­люється малопотужним магніт­ним підсилювачем МП, обмотка керування W_K. якого підживлю­ється напругою U_І, що пропор­ційна струму бомбардуван­ня. На обмотку зміщення W_3M подана задавальна напруга U₃-Магнітні потоки, що створюються обмотками W_K і W_зм, відрахову­ються і залежно від їхньої різниці МП змінюють струм розжарення підігрівника, а разом із ним і струм бомбардування катода. В резуль­таті будь-які зміни струму бомбардування зводяться до мінімуму, за­безпечуючи стійку роботу системи підігрівання.

Магнітний підсилювач у стабілізаторі струму бомбардування може бути заміненим симетричним тиристором VS1 (рисунок 4.15). На­пруга U_І, пропорційна струму бомбардування, порівнюється із зада-

Рисунок 4.15 – Принципова схема тиристорного регулятора струму бомбардування катода

ним U₃ у схемі підсумовування, посилюється напівпровідниковим підсилювачем VT1 і подається на схему формування вмикаючих ім­пульсів тиристора VT2, VT3. При зміні струму бомбардування фаза цих імпульсів щодо напруги мережі змінюється так, щоб у резуль­таті регулювання струму розжарення підігрівника струм бомбарду­вання /_б залишався практично незмінним. Перевагою тиристорних регуляторів перед регуляторами з магнітним підсилювачем є вища точність, зумовлена застосуванням допоміжного підсилювача розуз-годження на транзисторі VT1, і ліпші динамічні характеристики» оскільки в ньому відсутня інерційність, характерна для МП, а дина­міка повністю визначається вибраними параметрами коректуючого кола R1, C2. Окрім того, тиристорний регулятор має значно менші габаритні розміри і легше узгоджується із зовнішніми керуючими пристроями.

У перспективних електронно-променевих установках використо­вують інверторні джерела струму розжарення і напруги бомбардування катода (рисунок 4.16). Враховуючи невелику потужність (менше 220 Вт), використовують регульовані напівмостові інвертори, одне плече яких складають ємнісні подільники С1 — С4, а інше — транзистори VT1, VT2 (VT3, VT4). Якщо транзистор VT1 відкритий на час уТ/2, a VT2 закритий, відбувається передавання енергії від конденсатора С1 через трансформатор Т1 у навантаження і фільтр LC_ф. Одночасно підзаряджається конденсатор С2. Під час паузи, коли обидва транзи­стори закриті, конденсатор С_ф фільтра розряджається на навантажен­ня і енергія дроселя L віддається у навантаження через обидва діоди VD1 і VD2. Із моменту відкривання VT2 накопичена конденсатором С2 енергія передаватиметься у вторинне коло трансформатора, а кон­денсатор С1 підзаряджується. Вихідна напруга (струм) інверторів регулюється блоками ШІМ зміною відносного часу вмикання у. Робоча частота інверторів 20 кГц.

Із трансформатора струму ТС, увімкненого у первинне коло транс­форматора бомбардування Т2, знімається сигнал, пропорційний стру­му бомбардування. Він порівнюється із заданим на DA1, і утворювана різниця (розузгодження) керує ШІМ1, змінюючи, в свою чергу, струм розжарення. Отже, здійснюється негативний зворотний зв'язок по струму бомбардування, стабілізуючи його за різних збурень.

Джерело бомбардуючої напруги охоплене негативним зворотним зв'язком за напругою. Сигнал, пропорційний напрузі бомбардування, знімається з допоміжної обмотки W2 трансформатора Т2. Він при­рівнюється до заданої , розузгодження посилюється Т2 і подається на ШІМ2. Завдяки цьому напруга бомбардування зали­шається незмінною за регулювання струму бомбардування, коливан­ня напруги мережі, нагрівання елементів схеми та ін.

Регулятори струму І_ф фокусуючої котушки виконують на напів­провідникових елементах (рисунок 4.17). Напруга, пропорційна струму І_ф, знімається з прецизійного стабільного резистора R і надходить на неінвертуючий вхід операційного підсилювача DA1. На інвертуючий вхід підсилювача подається задавальна напруга U₃. Різниця цих напруг підсилюється мікросхемою DA1 і транзисторами VT1, VT2, VT3. У колі колектора складового транзистора VT2, VT3 увімкнена фокусуючи котушка ФК. Високий коефіцієнт підсилення операційного підсилювача DA1 і малий вхідний струм його неінвертуючого входу забезпечує прецизійне регулювання струму І_ф із точністю не нижчою за 0,01 % при зміні живильної напруги на ±15 % і опору ФК на 30 %. Тривала стабільність струму фокусування повністю визначається якістю резистора R і точністю підтримання задавальної напруги U₃, для формування якої використовують

високостабільні термокомпен-совані стабілітрони.

Рисунок 4.16 – Система регулювання струму і напруги бомбардування катода з регульованими інверторами

В транзисторних регуляторах І_ф використовують низькоомні котушки фокусуючих лінз — 10 Ом замість 1000 Ом для лампових схем.

Рисунок 4.17 – Стабілізатор стру­му фокусуючої котушки

Рисунок 4.18 – Регулятор струму котушки відхилення

Такі котушки мають меншу кількість витків, а отже, і істотно нижчу індуктивність, що за тієї ж живильної напруги різко розширює частотну смугу пропускання пристрою. Однак повністю використовувати цю перевагу можна тільки в гарматах, система фоку­сування і відхилення яких виконана без променепровода, або ж із променепроводом із тонкої неіржавіючої сталі [6], яка має великий пи­томий опір, що різко знижує вихрові струми, магнітне поле яких спотворює зміну фокусуючого магнітного поля.

Регулятори струму котушок відхилення повинні забезпечувати діапазон змін струму +100 % із точністю до %. Смуга пропус­кання системи відхилення повинна бути більшою за 1 кГц.

Для живлення котушок відхилення у сучасних установках ви­користовують потужні напівпровідникові підсилювачі постійного струму, які охоплені глибоким негативним зворотним зв'язком по вихідному струму (рисунок 4.18). Основне підсилення вихідного сигналу здійснюється інтегральним операційним підсилювачем DA1. Вихідні каскади

на транзисторах VT1 — VT3 призначені для підсилення за потужністю і для підвищення максимальної, вихідної напруги схеми. Сигнал зворотного зв'язку по струму знімають із резистора R, увімк­неного послідовно з котушкою відхилення KB. Цей сигнал через ре­зистор R надходить на вхід DA1, на який через резистор R1 подають також керуючу напругу. Різниця цих напруг підсилюється схемою DA1. Отже, у регуляторі здійснюється глибокий негативний зворот­ній зв'язок по струму котушки відхилення, що робить його нечутли­вим до зміни опору котушки ВК, коливань живильної напруги, змі­ни коефіцієнта підсилення мікросхеми DA1 і транзисторів VT1— VT3. Важлива властивість замкненого зворотного зв'язку по регульованому значенню — різке розширення смуги пропускання регулятора. Для дальшого розширення смуги пропускання до кількох кілогерц застосовують низькоомні котушки відхилення, високу напругу жив­лення вихідного каскаду і усувають мідний променепровід із системи відхилення.