2.9. Методика расчета и исследование регуляторов усиления на пт

Основные типы каскадов регулировки усиления с помощью ПТ приведены на рисунке 2.22, а – г, а соотношения для расчета их характеристик и элементов сведены в таблице 2.1 – 2.4.

а)	б)
в)	г)
Рис. 2.22. Основные варианты регуляторов на ПТ

Таблица 2.1. Соотношения для расчета характеристик и элементов регулятора, схема которого приведена на рисунке 2.22, а

Регулировочная характеристика
Частотная характеристика в области нижних частот
Частотная характеристика в области верхних частот	, где ,
Диапазон регулирования
Коэффициент гармоник
СР1
СР2

В схеме, изображенной на рисунке 2.22, а регулировка усиления осуществляется изменением крутизны характеристики передачи ПТ, работающего в пологой области характеристик. В остальных схемах регулировка усиления осуществляется изменением проводимости каналов ПТ в крутой области характеристик либо при отсутствии (рисунок 2.22, б, в) либо при неизменной (рисунок 2.22, г) постоянной составляющей в управляемой цепи. Соотношения для расчета характеристик регуляторов получены в предположении, что они выполнены на ПТ, имеющих характеристики передачи близкие к идеальной квадратичной параболе. Кроме того, предполагается, что регулировка усиления происходит без отсечки входного сигнала.

Экспериментальные и теоретические зависимости коэффициента усиления нелинейных искажений регулятора, собранного на транзисторе КП303В по схеме рисунка 2.22, а приведены на рисунке 2.23. Наличие искажений по третьей гармонике свидетельствует об отклонении реальных характеристик ПТ от идеализированной. Эти отклонения менее выражены у транзисторов простой конструкции (например, КП101) и более выражены у транзисторов сложной конструкции (КП302, КП903). Как видно из приведенных кривых, с помощью регулятора рассматриваемого типа нетрудно обеспечить диапазон регулирования, превышающий 40дБ. Однако при входном сигнале 10мВ и минимальном усилении нелинейные искажения превышают 10%. Поэтому регуляторы рассматриваемого типа целесообразно использовать в первых каскадах устройств, при малых амплитудах сигнала на входе. Немаловажное значение при этом имеет тот факт, что регуляторы типа, как показано на рисунке 2.22, а практически не ухудшают соотношения сигнал-шум в отличие, например, регуляторов собранных по схемам рисунка 2.22, б, в. Из рисунка 2.23 видно, что нелинейные искажения по третьей гармонике существенно меньше, чем по второй. Сравнение экспериментальных и теоретических кривых на рисунке 2.23 позволяет сделать вывод о целесообразности использования аналитических соотношений таблицы 2.1 при расчете регулировочной характеристики и нелинейных искажений.

Таблица 2.2. Соотношения для расчета характеристик и элементов регулятора, схема которого приведена на рисунке 2.22, б

Регулировочная характеристика
Частотная характеристика в области нижних частот	, где
Частотная характеристика в области верхних частот	, где , ,
Диапазон регулирования	, где
Коэффициент гармоник
СР1
СР2

Результаты экспериментального исследования регулятора с последовательным включением ПТ типа КП302В (рисунок 2.22, б.) приведены на рисунке 2.24. Характеристики транзисторов КП302 существенно отличаются от идеализированной. Поэтому помимо искажений по второй гармонике, существуют искажения по третьей и четвертой гармоникам. При использовании в регуляторе (рисунок 2.22, б) транзисторов КП101, КП103, КП303и КП301 уровень третьей и четвертой гармоник существенно ниже и обычно им можно пренебречь. Эксперименты показали хорошее совпадение зависимостей и рассчитанных по данным таблицы 2.2 при напряжениях затвор-исток в пределах | 0÷0,9 |U₀.

Существенные расхождения экспериментальных и расчетных данных наблюдаются только у транзисторов сложной конструкции, из-за отсутствия у них резкой отсечки. Причем теоретические результаты значительно превышают экспериментальные. Применительно к регуляторам коэффициента передачи апериодических усилителей отсутствие у ПТ резкой отсечки является их достоинством, т.к. позволяет реализовать большой диапазон регулирования при меньших нелинейных искажениях. К сожалению, степень нелинейности ПТ вблизи отсечки не является контролируемым параметром у разработчиков ПТ. Существует необходимость в приборах с гарантируемой удлиненной характеристикой.

Регулятор рисунка 2.22, б выполненный на ПТ типа КП302В обеспечивает диапазон регулирования порядка 40дБ при коэффициенте нелинейных искажений по второй гармонике, превышающем 20%, когда напряжение сигнала на входе 1В. В практических случаях регулятор рассматриваемого типа целесообразно использовать при малых амплитудах входного сигнала. Уменьшить нелинейные искажения можно путем линеаризации стоковых характеристик транзистора VТ₁.

В схеме регулятора потенциометрического типа с последовательным включением ПТ линеаризацию стоковых характеристик осуществить сложнее, чем в схеме рисунка 2.21. Здесь напряжение на выходе регулятора оказывается приложенным к участку затвор-исток транзистора VТ₁. Для осуществления линеаризации необходимо, чтобы напряжения U_ЗИ и U_ЗС были примерно равны и противофазны. Осуществить эти условия позволяет введение в схему рисунка 2.22, б. дополнительного транзистора VТ₂, имеющего характеристики, близкие к характеристикам транзистора VТ₁.

Цепь линеаризации в регуляторе рисунка 2.22, б включается с помощью ключа S. При этом нелинейные искажения, вносимые регулятором, существенно уменьшаются, что иллюстрирует рисунок 2.24.

Степень уменьшения нелинейных искажений максимальна при использовании сдвоенных ПТ (например, КПС104) с характеристиками передачи близкими к идеализированной.

Результаты исследования регулятора, собранного на транзисторе КП101В по схеме рисунка 2.22, в приведены на рисунке 2.25. Выходные характеристики транзисторов КП101В достаточно близки к идеализированной, поэтому кривые зависимостей и , полученные теоретически и экспериментально, хорошо совпадают. В регуляторе на рисунке 2.22, в линеаризация стоковых характеристик осуществляется при замыкании ключа S, посредством высокоомных резисторов R₃₁ и R₃₂ (величиной по 2 мОм). При этом половина напряжения сигнала с выхода ПТ поступает на вход.

Как видно из рисунка 2.25, в случае линеаризации стоковых характеристик ПТ нелинейные искажения регулятора удается значительно снизить. Эффект линеаризации менее значителен при использовании транзисторов сложной конструкции, характеристики которых далеки от идеализированной. Диапазон регулирования рассматриваемого регулятора, при использовании транзистора КП101В меньше 40 дБ, но его можно существенно повысить, увеличив сопротивления резисторов R_C и R_Н.

Необходимо отметить, что увеличение резистора R_C целесообразно и с точки зрения уменьшения нелинейных искажений. Перспективными элементами для схем регуляторов усиления являются ПТ с малым сопротивлением канала R_K при U_ЗИ = 0 и высоким напряжением отсечки.

Например, при использовании в регуляторе на рисунке 2.18 ПТ типа КП903 с R_K = 8 Ом удалось реализовать Д_Р = 80 дБ при К_Г ≤5%.

Таблица 2.3.Соотношения для расчета характеристик и элементов регулятора, схема которого приведена на рисунке 2.22, в

Регулировочная характеристика
Частотная характеристика в области нижних частот
Частотная характеристика в области верхних частот	, где ,
Диапазон регулирования	, где
Коэффициент гармоник
СР1
СР2

Результаты исследования регулятора, собранного по схеме рисунка 2.22, г, приведены на рисунке 2.26, а, б. В первом случае, в качестве управляемого сопротивления используется транзистор VТ₃ типа КП101Д; во втором случае – КП303. Минимальное сопротивление канала ПТ типа КП101Д больше, чем у ПТ типа КП303. Поэтому регулятор, при использовании транзистора КП101Д, оказывается охваченным более глубокой ООС. При этом максимальное усиление немногим превышает 2, а нелинейное искажение меньше 1%. В случае использования в регуляторе транзистора КП303 глубина ООС меньше, максимальное усиление каскада равно 10, но при этом нелинейные искажения достигают 6%.

При регулирующих напряжениях, близких к отсечке ПТ преобладающее влияние оказывает нелинейность ПТ. Уменьшить нелинейные искажения можно посредством линеаризации стоковых характеристик, замкнув ключ К в схеме рисунка 2.22, г. Сравнив рисунки 2.26, а и 2.26, б нетрудно заметить, что эффект линеаризации сильнее выражен в случае использования транзистора КП101Д. Это объясняется тем, что характеристики последнего более близки к идеализированной.

Диапазон регулирования при использовании транзистора КП303 превышает 40 дБ, а при использовании транзистора КП101Д несколько меньше 40 дБ. Интересно отметить, что в случае использования транзистора КП101Д без линеаризации: К_Г = 10% при Д_Р = 20 дБ. Введение схемы линеаризации позволило реализовать тот же диапазон при искажениях К_Г = 1%.

Исследования показали, что при малых управляющих напряжениях, нелинейные искажения схемы полностью определяются нелинейностью транзистора VТ₁. Уменьшить нелинейные искажения можно, охватив усилительный каскад более глубокой ООС и работая при меньших амплитудах сигнала. Только при выполнении последних условий возможно применение соотношения для аналитического расчета нелинейных искажений из таблицы 2.4.

Коэффициент передачи регулятора (рисунок 2.22, г) достаточно точно описывается аналитически. Как видно из рисунка 2.26, а и 2.26, б совпадение расчетных и экспериментальных зависимостей лучше в случае использования ПТ типа КП101Д, чем в случае использования транзистора КП303, так как характеристика первого из них ближе к идеализированной, чем второго.

Таблица 2.4. Соотношения для расчета характеристик и элементов регулятора, схема которого приведена на рисунке 2.22, г

Регулировочная характеристика
Частотная характеристика в области нижних частот
Частотная характеристика в области верхних частот	, где ,
Диапазон регулирования
Коэффициент гармоник
СР1	, где
СР2	, где ,
СР3
СР4

Подставив уравнение (2.10.) в (2.1.) и, решив относительно i_C, найдем:

. (2.11)

Продифференцировав уравнение (2.11) по напряжению на входе найдем крутизну выходного тока с учетом немодулированного сопротивления r_И:

. (2.12)

Повторное дифференцирование уравнения (2.12) позволяет отыскать производные выходного тока высших порядков:

. (2.13)

. (2.14)

. (2.15)

Как указывалось выше существует ряд причин, вызывающих отклонение реальных характеристик ПТ от идеальных. В ряде случаев учесть их влияние можно соответствующим образом увеличивая r_И.

При этом под r_И подразумевается некоторое эквивалентное сопротивление R_И, включенное в исток идеального транзистора для получения характеристик соответствующих реальному ПТ. Например, согласно данным разработчиков, немодулированное сопротивление истока транзистора КП301Б близко к 10 Ом. Используя (2.11) нетрудно построить зависимость I_C = f(U_ЗИ) с учетом r_И = 10 Ом, однако она отличается от экспериментальной (рисунок 2.26, б).