1.4.3. Параметры пт на высоких частотах

На высоких частотах все составляющие параметров (в том числе активные) становятся частотнозависимыми. В идеальном случае параметры следовало бы получить, используя модель, приведенную на рисунке 1.10. Однако в практических случаях модель с распределенными параметрами упрощают и сводят к простым моделям с сосредоточенными постоянными. В настоящее время известно несколько моделей с сосредоточенными постоянными, с разной степенью точности, представляющих работу ПТ на высоких частотах; рассмотрим некоторые из них. В работе [1] эквивалентная схема ПТ с p-n-переходом на ВЧ усложняется добавлением двух RC цепочек r_ИС_ЗИ и r_СС_СИ (рисунок 1.12).

Рис.1.12. Высокочастотная модель ПТ

Предполагается, что емкости затвор-исток и сток-исток заряжаются через сопротивления немодулированных частей канала у стока и истока. В результате активные составляющие входного и выходного сопротивления уменьшаются на ВЧ. На умеренно высоких частотах Y параметры схемы с общим истоком имеют вид:

(1.3)

В работах [4, 5, 11] рассмотрены эквивалентные схемы МДП-транзисторов. На рисунке 1.13 приведена эквивалентная схема Джонсона для МДП-транзистора.

Рис.1.13. Эквивалентная схема Джонсона

Основная идея работы заключается в том, что поведение полных проводимостей на ВЧ объясняется емкостными токами, протекающими через сопротивление МДП-структуры. При этом делается исключение для прямой комплексной проводимости. Элементы, подключенные непосредственно к электродам прибора, для простоты опущены. Модель характеризуется общим сопротивлением канала r_И, через которое протекают зарядные токи емкостей С₁ и С₂. В отличие от многих других работ, здесь r_И считается не паразитным сопротивлением истока r_И, а «эффективным сопротивлением», присущим распределенному характеру МДП-структуры. Сопротивление r_И является общим для емкостей С₁ и С₂, что приводит к положительной обратной проводимости на умеренно ВЧ, которая и наблюдается экспериментально. Следует отметить, что в ряде работ значением обратной проводимости пренебрегают, считая её малой, либо отрицательной. Использование моделей, приведенных на рисунке 1.12 и 1.13, затруднено тем, что в паспортных данных на транзисторы значения сопротивлений r_И и R_С не даются. Кроме того, для модели рисунка 1.13 не дается методика определения емкостей С₁, С₂, C_ОС.

Последнее, вероятно объясняется тем, что распределенные емкости (как, впрочем, и сопротивления) в сильной мере зависят от геометрии прибора.

В настоящее время существует тенденция в направлении уменьшения структуры ПТ и, в частности, использования более узких каналов для достижения лучшей работы на высоких частотах. Меньшие геометрические размеры приводят к характеристике прибора с более сосредоточенными постоянными. Последние конструкции ПТ хорошо аппроксимируются моделью Фишера, заслуживающей более подробного рассмотрения. Модель Фишера может быть получена из модели с распределенными постоянными (рисунок 1.10).

На рисунке 1.14, а показана приближенная модель МДП-транзистора, у которого подложка соединена с истоком.

а)	б)
в)

Рис.1.14. Высокочастотные модели МДП-транзисторов Фишера

Сопротивление канала в этой модели сконцентрировано в трех сосредоточенных сопротивлениях. Сопротивление R₁ соответствует большей части длины канала, но составляет лишь незначительную долю полного сопротивления канала. R₂ – сопротивление небольшого участка высокоомной части канала вблизи стока; R₃ – сопротивление основной части канала. Даже в случае, когда весь канал модулируется, полное сопротивление канала определяется главным образом сопротивлением R₃. Напряжение U_З2 модулирует сопротивление R₃, эффект модуляции представлен генератором тока i = SU_З2, С_КП – представляет емкость канал-подложка, а С_З1 и C_З2 – две части емкости канала-затвор. Сопротивление R₂ и емкости C_КП и С_З2 определяют выходной импеданс на высоких частотах.

Если справедливость модели с сосредоточенными постоянными ограничена рабочим диапазоном частот (т.е. пределами от постоянного тока до f_ПРЕД, где коэффициент усиления по мощности становится равным единице), то эквивалентную схему рисунка 1.14, а можно еще более упростить, как это показано на рисунке 1.14, б. Модель с сосредоточенными постоянными постоянными, показанная на рисунке 1.14, а, содержит петлю обратной связи, образованную R₂, R₃ и С_З1. Эта петля обуславливает появление параметра Y_12r, имеющего отрицательное значение. Между тем, эксперименты показывают, что в тех случаях, когда параметр Y_12r удается измерить, он оказывается положительным. Поскольку величина параметра Y_12r очень мала во всем диапазоне частот, то его можно совсем ликвидировать, разорвав участок обратной связи, проходящей через канал. Сопротивление R₁ сохраняется только для того, чтобы обеспечить соответствующую полную входную проводимость. Это изменение заметно не влияет на параметры Y₁₁, Y₂₁, Y₂₂ потому, что R₃>>R₁. Емкость С_З1 и внешняя входная емкость могут быть объединены в С₁, поскольку ω_ПРЕДR₂C₂<<1. Аналогичным путем С_З2 и внешняя выходная емкость могут быть объединены в С₂, потому что ω_ПРЕДR₂C₂<<1 и R₂ можно представить в виде отдельного ответвления, так как R₂<<R₃ при вех нормальных условиях смещения.

Измерения показывают, что параметр Y_12r постоянен вплоть до частот, несколько меньших f_ПРЕД. Поэтому модуляцию канала можно представить просто генератором тока, включенным на выходе, который непосредственно управляется входным напряжением. Поскольку сопротивление R₂ очень мало, С_З2 и внешняя емкость-затвор-сток могут быть объединены в C₃. Тогда параметры Y_12i и Y_21i равны и могут быть представлены одной емкостью C₃. В этом случае смещение по фазе должно быть связано с крутизной характеристики в прямом направлении. Последний случай имеет место в приборах, в которых модуляция тока определяется геометрически небольшой частью канала, т.е. напряжение между этой частью и затвором управляет генератором тока. Это явление представлено на рисунке 1.14, в цепочкой из очень небольшой емкости C₀, включенной последовательно с сопротивлением, величина такого же порядка как и R₃, Вследствие того, что R₀>>R₁ и C₀<<С₁, их влияние на параметр Y₁₁ можно пренебречь. Однако напряжение U₀ управляет источником тока и обуславливает увеличение параметра Y_21i на низких частотах и уменьшение Y_21r на высоких частотах.

В приводимых ниже уравнениях дается расчет зависимости Y параметров от элементов эквивалентной схемы транзистора. Эти параметры и элементы схемы модели, показанной на рисунке 1.14, б, при ωR₁C₁<<1 и ωR₂C₂<<1 равны:

(1.4)

(1.5)

Значение Y₂₁ = 1 и элементы схемы модели, показанной на рисунке 1.14, в, при ωC₁R₁<<1 и ωC₂R₂<<1 равны:

(1.6)

Остальные Y-параметры аналогичны приведённым в уравнении (1.7)

(1.7)

Все прочие элементы схемы аналогичны, приведенным в (1.5).

Параметры, полученные в [11] пригодны для точных инженерных расчетов схем на ПТ.