4.6. Оптимизация параметров усилительных каскадов на пт

а)
б)
в)

Рис. 4.11. Зависимости шумовых параметров от режима работы ПТ

и частоты

Формулы для расчета элементов и основных характеристик усилительного каскада на ПТ приведены в таблице 2.1. Представляет интерес рассмотрение вопросов, каким образом можно реа­лизовать усилительный каскад на ПТ с малыми собственными шу­мами, с широкой полосой пропускания и максимальным усилением.

Характер зависимости шумовых параметров R_ШТ и R_ШН ПТ в зависимости от тока стока и напряжения затвор-исток иллюстрируют рисунки 4.11, а и 4.11, б, соответственно. Важным достоинством ПТ, в отличие от биполярных транзисторов, является возможность реализации одновременно хороших шумовых и частотных свойств.

Соотношение шумовых параметров R_ШТ и R_ШН у лучших типов ПТ значительно превосходит аналогичное для биполярных транзисторов и электронных ламп. Поэтому минимальный коэффициент шума ПТ наблюдается при больших величинах сопротивления источника сигнала и мало изменяется при изменении сопротивления источни­ка сигнала в широких пределах (см. рисунок 4.8). Оптимальное со­противление источника сигнала является функцией режима работы ПТ (см. рисунок 4.11, а и 4.11, б) и частоты (см. рисунок 4.11, в). На очень высоких частотах, вследствие уменьшения величины R_ШТ из-за индуцированного шума затвора, оптимальное сопротивление источ­ника сигнала ПТ может оказаться равным оптимальному сопротив­лению, определенному для биполярного транзистора.

О шумовых свойствах ПТ в области высоких частот можно судить, анализируя данные таблицы 4.6, в которой приведены мини­мальные значения коэффициента шума, полученные как теоретичес­ки, так и экспериментально для высокочастотных отечественных ПТ.

Для расчета минимального коэффициента шума было использо­вано выражение (4.83), преобразованное с учетом (4.43) и (4.44) к виду: для МДП-транзисторов:

. (4.88)

Для транзисторов с p-n-переходом:

. (4.89)

Таблица 4.6. Минимальные значения коэффициента шума ПТ

Тип прибора	Структура прибора	S, мА/В	СЗИ, пФ	fИЗМ, мГц	КШ ТЕОР, дБ	КШ ЭКСПЕР, дБ
КП305	МДП триод	8	3,2	100	1,9 ÷ 3,6	3,5
КП301	МДП триод	2,6	2,0	100	3,2 ÷ 5,4	5,0
КП902	МДП триод	15,2	8,0	250	4,6 ÷ 7,2	5,2
КП306	МДП триод	6,2	3,0	250	4,3 ÷ 6,9	4,9
КП350	МДП триод	8,2	3,1	250	3,6 ÷ 6,0	4,1
КП303	p-n-триод	2,8	5,9	100	2,79 ÷ 3,28	3,0
КП307	p-n-триод	8	6,0	100	1,2 ÷ 1,46	1,4
КП903	p-n-триод	100	18,0	100	0,33 ÷ 0,41	-

Как видно из таблицы 4.6, значения коэффициента шума, опре­деленные экспериментально, лежат в пределах значений, предска­зываемых теорией. Дальнейшее повышение точности расчета возмож­но путем уточнения значений коэффициентов А₁ и А₂, входящих в исходное уравнение (4.83) для ПТ каждого типа.

Таблица 4.7. Минимальные значения коэффициента шума биполярных

транзисторов

Тип прибора	Граничная частота, мГц	fИЗМ, мГц	КШ, дБ
ГТ329	1200	250	2,5
2Т322	250	100	3
2Т324	800	250	4
2Т316	800	250	4

Шумовые свойства ПТ лучших типов в области высоких час­тот находятся на уровне современных биполярных транзисторов, что видно из сравнения данных таблиц 4.6 и 4.7. Однако ожида­ется, что в ближайшие годы, с разработкой ПТ с барьером Шоттки, полевые транзисторы превзойдут по высокочастотным шумам и частотным свойствам все другие активные компоненты. Имеют­ся сообщения о получении экспериментальных образцов ПТ с барьером Шоттки, позволившим на частоте 6 ГГц получить коэффициент шума 3 дБ.

Необходимо отметить, что с точки зрения шумовых свойств в области низких частот следует использовать ПТ с максималь­ным отношением крутизны к току затвора, в то время как в области высоких частот – с максимальным отношением крутизны к емкости затвор-исток. Следует также учитывать, что на очень высоких частотах шумовой параметр R_ШН становится частотнозависимым из-за комплексного характера крутизны.

Зависимость коэффициента шума от режима работы ПТ при сопротивлении источника сигнала 1 мОм показана на рисунке 4.12, а. Из приведенного рисунка видно, что минимальный коэффициент шу­ма достигается при малых напряжениях на затворе и напряжении на стоке, близком по величине к напряжению отсечки ПТ. Это объясняется тем, что токи затвора в указанной области (см. рисунок 4.12, а) невелики, крутизна ПТ близка к максимальной и выход­ное сопротивление достаточно высоко.

а)
б)

Рис. 4.12. К оценке шумовых свойств ПТ типов КП103К и КП302А

При малых сопротивлениях источника сигнала (R  1 кОм) токи затвора практически не вносят вклада в шумы ПТ, и зави­симость напряжения собственных шумов от режима работы имеет вид, изображенный на рисунке 4.10. Как следует из рисунка 4.12, б, напряжение собственных шумов ПТ минимально при малых напря­жениях затвор-исток и напряжении на стоке, превышающем нап­ряжение отсечки. При напряжениях сток-исток, меньших напря­жения отсечки, рост собственных шумов обусловлен переходом ПТ в крутую область выходных вольтамперных характеристик, где уменьшается крутизна и резко падает выходное сопротивление. При больших напряжениях затвор-исток уровень шума возраста­ет из-за значительного уменьшения крутизны, при этом ухудша­ются и частотные свойства ПТ. В пологой области выходных характеристик и малых напряжений на затворе, крутизна ПТ близ­ка к максимальной и практически не меняется при изменении на­пряжения сток-исток.

В указанной области (см. рисунок 4.12, б) уро­вень собственных шумов минимален и слабо зависит от напряже­ния сток-исток. При работе ПТ в широком диапазоне входных сигналов, с точки зрения шумовых свойств и нелинейных искаже­ний целесообразно выбирать напряжение сток-исток большим, чем напряжение отсечки, на величину, по меньшей мере, равную максимальной амплитуде сигнала на выходе ПТ.

Частотные свойства ПТ удобно характеризовать предельной частотой усиления по мощности, используя известное из лампо­вой техники выражение:

. (4.90)

Значения предельной частоты усиления по мощности для основных типов отечественных ПТ сведены в таблице 4.8.

Таблица 4.8. Предельная частота усиления ПТ

№ п/п	Тип	S, мА/В	С12, пФ	fПРЕД, мГц
1	КП101	0,5 ÷ 1,1	10	2,4 ÷ 17,5
2	КП102	0,25 ÷ 1,3	5	8,0 ÷ 41,4
3	КП103	0,4 ÷ 4,4	8	8,0 ÷ 88,0
4	КП301	1,0 ÷ 2,5	1,0	159 ÷ 398
5	КП302	5,0 ÷25	8	100 ÷ 500
6	КП303	1,0 ÷7,0	2	80 ÷ 560
7	КП305Х)	2,5 ÷ 10,0	1,3	307 ÷ 1225
8	КП306 Х)	3,0 ÷ 8,0	0,07	3340 ÷ 8900
9	КП350 Х)	6,0 ÷ 8,0	0,07	6680 ÷ 8900
10	КП307 Х)	5,0 ÷ 8,0	2,0	398 ÷ 635
11	КП902 Х)	10,0 ÷ 20,0	1,0	1590 ÷ 3180
12	КП903 Х)	100 ÷ 150	15	1060 ÷ 1600

Для транзисторов, помеченных знаком ^Х), формула (4.90) дает завышенные результаты, так как она не учитывает распре­деленный характер структуры ПТ, геометрию канала, наличие немодулированных сопротивлений истока, стока и затвора, т.е. факторы, с которыми нельзя не считаться в диапазоне СВЧ. При разработках СВЧ усилителей можно использовать эквивалентную схему ПТ с распределенными параметрами, которая рассмотрена в п.1.4. При необходимости реализовать максимальный коэффициент усиле­ния в схеме необходимо использовать ПТ, имеющие максимальные отношения крутизны к току стока. У ПТ любого типа, максималь­ное отношение крутизны к току стока имеют ПТ из групп с малыми напряжениями отсечки. Это вытекает из теории ПТ изложенной в п.2.2. Например, в случае ПТ с p-n-переходом, подставляя выражение (2.2) в уравнение (2.4), учитывая, что U'₀ близко к U₀ и выполнив элементарные преобразования, получим отношение крутизны S₀ к току стока I_С0 в виде:

. (4.91)

Значения S₀, I_С0, U₀ – приводятся в паспортных данных ПТ.

С ростом запирающего напряжения затвор-исток U_ЗИ у идеального ПТ ток стока уменьшается по квадратичному закону, а крутизна уменьшается по линейному закону. Таким образом, с ростом запирающего напряжения U_ЗИ увеличивается отношение крутизны ПТ S к току стока I_С. Это позволяет, при фиксированном напряжении источника питания, использовать более высокоомные сопротивления нагрузки каскада и, следовательно, добиться максимального коэффициента усиления. Положительное влияние в таком случае оказывает и возрастание выходного со­противления ПТ с увеличением запирающего напряжения U_ЗИ.

Характеристики реальных отечественных ПТ отличаются от идеальных. У реальных ПТ при малых токах стока наблюдается максимум отношения крутизны к току стока 20÷40 .

Теоретическая и экспериментальная зависимости от тока стока I_С для ПТ типа КП303Г приведены на рисунке 4.13. Аналогичным свойством обладают электронные лампы и зарубежные ПТ. Эту особенность необходимо учитывать при разработке усилителей с максимальным усилением на ПТ.

4.7. Практические схемы устройств техники связи

с ПТ в режиме усиления

4.7.1. Применение ПТ в усилителях с высоким

входным сопротивлением

В технике связи широкое применение находят усилители с высоким входным сопротивлением. Основными требованиями, предъ­являемыми к ним, являются:

- широкий диапазон входных напряжений;

- низкий порог чувствительности;

- высокая стабильность коэффициента усиления;

- малые частотные и нелинейные искажения;

- малые габариты и вес.

Рассмотрим особенности усилителей отвечающих перечисленным требованиям на примере схемы приведенной на рисунке 4.14, б.

а)
б)

Рис. 4.14. Схемы усилителя с высоким входным сопротивлением

Для стабилизации коэффициента усиления и обеспечения других качественных показателей усилитель должен быть охвачен отрицательной обратной связью. Усилитель с обратной связью будет работать устойчиво, если частотная характеристика опре­деляется одним каскадом, а остальные имеют запас в сторону высоких и низких частот. Уменьшение нижней граничной частоты при обычной схеме усилителя требует конденсаторов большей ем­кости. Упрощение схемы можно достигнуть, используя усилитель по­стоянного тока с двумя цепями обратной связи: по постоянному току для стабилизации режима и по сигналу для стабилизации усиления, как показано на рисунке 4.14, а.

Эффективная стабилизация режима по постоянному току достигается 100% отрицательной обратной связью. Для устранения этой связи на частоте сигнала необходимо использовать фильтр нижних частот с достаточным ослаблением.

Высокое входное сопротивление, при малом уровне собствен­ных шумов и минимальном количестве деталей, достигается приме­нением полевого транзистора во входном каскаде. Если обратная связь подается на затвор полевого транзистора, то можно выпол­нить малогабаритный RC фильтр из конденсаторов малой емкости и резисторов порядка десятков МОм.

В последующих каскадах целесообразно применение биполярных транзисторов, дающих большие значения коэффициента усиления по напряжению. Обычно предпочтение отдают кремниевым транзис­торам, обладающим повышенной термостабильностью. Кроме того, кремниевые биполярные транзисторы могут работать с равными напряжениями на коллекторе и базе, что позволяет делать непос­редственное соединение коллектора одного транзистора с базой следующего в нескольких каскадах с общим эмиттером.

Как видно, из принципиальной схемы усилителя, приведенной на рисунке 4.14, б, усиление определится коэффициентом обратной связи _ООС:

. (4.92)

Глубина отрицательной обратной связи, измеренная на частоте 1000Гц равна 30дБ.

Нижняя граничная частота усилителя определяется выбором постоянной времени фильтра R₉, С₂, которую можно рассчитать по формуле:

, (4.93)

где К_ООС – коэффициент усиления по напряжению с учетом ООС, _Н – нижняя граничная частота.

Верхняя граничная частота определяется выбором емкости конденсатора С3, который обеспечивает плавный спад амплитудно-частотной характеристики выше частоты среза. Благодаря этому повышается устойчивость усилителя на высоких частотах.

На шумовые параметры и стабильность усилителя по постоянному току существенное влияние оказывает резистор R₁.

Нетрудно показать, что среднеквадратичное значение шумово­го тока равно:

, (4.94)

где i – шумовой ток транзистора, u – шумовое напряжение транзистора, с – коэффициент корреляции.

Приведенная формула показывает, что резистор R₁ существенно влияет на шумовой ток усилителя. В высокочувствительном усилителе предназначенном для работы с высокоомными источника­ми сигналов желательно резистор R₁ выбирать возможно большим. В таком усилителе преобладающую роль будут играть шумы за счет термического тока сопротивления, определяемого по формуле Найквиста и шумового тока затвора, определяемого по формуле Шоттки. Но беспредельно увеличивать сопротивление R₁ нельзя, так как это приведет к нестабильности усилителя по посто­янному току, из-за падения напряжения на этом сопротивлении, вызванного протеканием тока затвора.

Определим допустимое значение резистора R₁ для случая, когда термический шум этого сопротивления равен дробовому шуму тока затвора:

(4.95)

Здесь К = 1,38·10^-23 – постоянная Больцмана, Т = (277 ÷ 323)°К – рабочий интервал температур, e = 1,6·10^-19 Кул – заряд электрона.

Из последнего соотношения следует, что при использовании полевого транзистора с малым током затвора можно выбрать ре­зистор R₁ достаточно высокоомым. Если же из соображения частотной характеристики, требуется дальнейшее увеличение входного сопротивления, то его можно достигнуть, без ухудше­ния стабильности по постоянному току, используя обратные свя­зи.

Ток затвора у транзистораVT₁ в рабочем режиме, при напря­жении сток-исток U_СИ равном –2В и напряжении затвор-исток U_ЗИ равном +0,5В, измеренные при температуре 20°С, не превышали 0,05·10^-9 А.

При этом допустимое сопротивление резистора R₁ согласно выше приведенной формуле при рабочей температуре +50°С, превы­шает 10⁸ Oм и было выбрано равным 130 мОм.

Усилитель испытывался в интервале температур от + 4 до + 85°С, изменения коэффициента усиления до температуры +50°С не наблюдалось. Таким образом, эксперименты подтвердили, что максимально допустимую величину сопротивления резистора можно рассчитать, приняв для тока затвора, значение соответст­вующее максимальной рабочей температуре, усилителя.

Технические данные усилителя:

- коэффициент усиления по напряжению 100;

- неравномерность частотной характеристики в полосе частот 20 Гц ÷ 15 кГц менее 0,5%;

- коэффициент нелинейных искажений при выходном напряжении 1В на нагрузке 3 кОм не более 0,5%;

- напряжение шумов, пересчитанное на вход в полосе 20 Гц ÷ 15 кГц относительно нулевого уровня -105 дБ;

- динамический диапазон входных напряжений 60 дБ;

- входное сопротивление на частоте 20 Гц ÷ 130 мОм;

- входная емкость на частоте 15 кГц ÷ 5 пФ;

- мощность, потребляемая от источника питания порядка 50 мВт;

- конструктивно усилитель выполнен в виде модуля представляю­щего собой алюминиевый цилиндр диаметром 33мм и образующей 55мм;

- масса усилителя 50г.