6.5.2. Частотная характеристика системы чпк
Частотная характеристика системы ЧПК показана на рис. 6.19, а устройство ЧПК представлено как система с задержанной прямой связью. Импульсная характеристика (когда на входе действует -функция)
g(t) = (t) - (t – Тn).
Для определения частотной характеристики подадим на вход гармонический сигнал ejt. Так как коэффициент передачи идеальной линии задержки па Тп равен e-jTn, то на выходе получим (1 - e-jTn) ejt.
Отсюда АЧХ определяется
K() = 2 sinTn/2.
(рис. 6.18, 6), т. е. устройство ЧПК является простейшим РГФ.
Его фазочастотная характеристика определяется из соотношения
tg () = ctg Tn/2,
откуда () = /2 - Tп/2.
Таким образом, фаза характеризуется линейным изменением (штриховая линия на рис. 6.19, в), причем ее целесообразно определить в пределах интервала периодичности tg (), равного (что соответствует изменению Tn в пределах 2).
Рис. 6.19. Частотная характеристика (б, в) подавителя с ЧПК (а)
Так как периодическая последовательность импульсов от неподвижной цели имеет спектральные составляющие на частотах nFn (n = 0,1,2,...), т. е. в нулях частотной характеристики системы РГФ, то сигналы таких целей полностью подавляются. В случае движущихся целей спектральные линии имеют частоты nFn ± Fд, .т. е. соответствующие сигналы проходя на выход системы ЧПК. Однако амплитуда этих сигналов сильно зависит от скорости цели. На рис. 6.20 показано расположение спектральных линий при двух скоростях цели. Для доплеровского сдвига Fd1 (штриховые линии на рис. 6.20, а) спектральные составляющие заметно подавляются по сравнению с Fд2 = Fп/2 (оптимальная скорость цели).
Рис. 6.20. Работа подавителя со спектральной точки зрения
6.5.3. Система многократной чпк.
Вследствие конечного числа импульсов в пачке и флуктуации отраженного сигнала спектральные линии как неподвижных, так и движущихся целей имеют конечную ширину (рис. 6.20, б). Зубья режекции простого подавителя с ЧПК плохо согласованы со спектром помехи. Для лучшего подавления спектральных составляющих помехи и сохранения спектральных составляющих сигнала желательно сделать частотную характеристику в области режекции более крутой, а «зубья» режекции достаточно узкими. Этому удовлетворяют в определенной степени подавители с многократной череспериодной компенсацией, которые представляют собой последовательно включенные простые подавители. На рис. 6.21, а изображена схема двукратной ЧПК. Ее АЧХ имеет вид K()=4sin2Tn/2, что иллюстрируется сплошной линией на рис. 6.21, б вместе с энергетическим спектром сигнала и помехи (для сравнения штриховой линией показана характеристика однократного подавителя).
Рис. 6.21. Система многократной ЧПК
Подавитель высокой кратности может быть использован для подавления широкополосной помехи, но он весьма сильно подавляет полезный сигнал. В связи с этим возникает задача синтеза РГФ, обладающего более узкими и крутыми зубьями режекции. Для этого необходимо на ряду с применением более чем одной ЛЗ использовать дополнительные обратные связи.
Повышение крутизны зубьев режекции ГФ неизбежно связано с повышением числа элементов памяти. На рис. 6.21, б показана схема двукратной ЧПК, имеющая дополнительные обратные связи 1и 2.
Характеристика К(f) для нескольких периодов изменения представлена на рис. 6.21, в. Заметим, что для получения характеристики РГФ требуется, чтобы 1 < 0 и 2 > 0. Изменяя коэффициенты 1 и 2, можно менять форму частотной характеристики, добиваясь нужной селективности на частотах, кратных Fn, и достаточной равномерности частотной характеристики в остальной области. Можно несколько видоизменить схему рис. 6.21, б так, чтобы весовые коэффициенты в цепях прямых связей отличались от 1. Тогда нулевые значения АЧХ сдвигаются в обе стороны от частот, кратных Fп, при этом прямоугольность зубьев в областях режекции может повыситься.
Если возникают более жесткие требования к селективности зубьев режекции и равномерности промежутка между ними, число ЛЗ должно быть еще увеличено. Эта задача заметно упрощается при переходе к цифровой фильтрации.